空调驱动器PFC电路传导干扰抑制研究与应用

厉杰 宋洪强 孙玉良 许升 虞朝丰 张金瑞

1.青岛海尔智能技术研发有限公司 山东青岛 266101；2.数字化家电国家重点实验室 山东青岛 266101

0 引言

功率因数校正电路（Power Factor Correction，PFC）是变频空调室外机驱动器的重要组成部分，其中单路Boost型PFC电路由于结构简单、易于控制、输入电流脉动小、可靠性高且成本低等优点得到了广泛的应用[1-2]。Boost PFC电路工作频率较高，在第三代半导体材料的支持下工作频率已提升至60 kHz，其优势是PFC升压电感体积进一步缩小，驱动器功率密度进一步提升[3]，但随之而来的传导电磁干扰（Electromagnetic Interference，EMI）问题也愈加突出。为了抑制Boost PFC电路传导干扰，常用方法是通过在驱动器前端设计EMI滤波器，针对Boost PFC电路不同工作模式，在PFC电路前端增加由电容、电感组成的LC型、CL型或π型单级滤波器来抑制传导EMI[4]；或者在Boost PFC电路中增加一个与原升压电感反向耦合的电感[5]，平衡电路中的传导干扰；还可通过共模电感的高频模型设计两级EMI滤波器，增强对传导干扰的抑制效果[6]。在PFC电路前端设计EMI滤波器的方法是基于传导EMI传播路径抑制的思想提出的，随着PFC载频提升，仅靠EMI滤波器进行传导干扰抑制往往会大幅增加器件成本和驱动器体积，且对干扰抑制的效果往往不理想。因此有必要针对Boost PFC电路传导干扰源进行研究分析，提出一种针对Boost PFC传导干扰源的抑制方法，可以和EMI滤波器共同作用，把传导EMI抑制的效果最大化且成本可控。

1 Boost PFC传导干扰原理分析

1.1 传导干扰测试原理

根据电磁兼容国家标准[7]，传导EMI的测试方法是，通过线性阻抗稳定网络（Line Impedance Stabilization Network，LISN）为受试设备（Equipment Under Test，EUT）在规定的频率范围内（148.5 kHz～30 MHz）提供稳定的测试阻抗，同时LISN把电网和EUT进行隔离，避免测试过程中电网对EUT产生干扰。如图1所示，在进行传导EMI测试时，EMI分析仪每次只能扫描被测设备的其中一路电源线，通过与电源线相连的K1和K2开关切换测试线路[3]。

图1 传导干扰测试原理图

1.2 Boost PFC电路传导干扰环路模型

Boost PFC电路传导干扰依据其产生和传导机理，可以分为差模干扰（Differential Mode EMI）和共模干扰（Common Mode EMI）两种基本模态[8]。如图2所示，以交流输入正电压为例进行分析，不考虑EMI滤波器电路的前提下，在简化LISN电路后，Boost PFC电路测试模型可以分为差模干扰环路和共模干扰环路。

图2 交流输入电压正半周boost PFC电路测试模型

差模干扰噪声是PFC电路中升压电感L的纹波电流引起的[6]，差模干扰电流iL通过升压电感L、IGBT、整流二极管（D1～D4）与测试网络形成环路。共模干扰噪声是电路中开关器件绝缘栅双极晶体管（Insulated gate bipolar transistor，IGBT）集电极电压快速切换产生的高频噪声导致的，集电极电压Vce是共模干扰的电压源[4]。由于IGBT集电极与空调外机金属壳（空调外机金属壳体接参考地RG）存在寄生电容Cp，因此共模干扰电流ip通过IGBT集电极和寄生电容Cp流到参考地RG端，与测试网络形成环路。

在进行传导EMI测试时，由于干扰噪声形成的电流信号难以直接测量，因此可以通过LISN提供的测试阻抗把噪声电流信号转换为噪声电压信号进行检测。

由图2交流输入电压正半周PFC电路测试模型，EUT的L线和N线在LISN测试电阻上流过的干扰电流IL+和IN+可以表示为：

由式（1）求出差模干扰电流iL和共模干扰电流ip的表达式为：

由于LISN和EMI分析仪分别为测试线提供了50 Ω的测试阻抗，则差模干扰电压|vDM+|和共模干扰电压|vCM+|可表示为：

同理，可推导出交流输入电压为负半周时，差模干扰电压|vDM-|和共模干扰电压|vCM+-|的表达式为：

由Boost PFC电路的差模干扰和共模干扰环路模型可见，在测试网络和EMI分析仪阻抗不变的前提下，对于EUT的L线和N线传导EMI电压幅值的抑制可以通过对差模干扰和共模干扰环路电流的衰减来实现。

2 传导干扰EMI抑制设计

通过对Boost PFC电路差模和共模干扰环路模型分析可知传导EMI测试过程包含三种要素，即传导干扰源、噪声传播路径和EMI分析仪，因此衰减干扰源的噪声，或者切断噪声的传播路径都可以实现对传导EMI的抑制。在现有EMI滤波器设计的基础上，本文重点研究从传导干扰源头对噪声信号进行抑制，减小传导干扰环路电流，最大化传导干扰抑制的效果。在进行EMI抑制方法设计时，需对差模干扰源和共模干扰源分别采取针对性优化措施。

2.1 差模干扰源噪声抑制

Boost PFC差模干扰主要由升压电感高频纹波电流产生。如图3所示，PFC电路工作时，升压电感的纹波电流中存在大量高频干扰信号，这些干扰信号会通过近场耦合的方式传入印刷电路板（Printed Circuit Board，PCB）的线路中，从而对传导干扰造成影响[9]。

图3 升压电感与PCB走线近场耦合

Ie为高频电感近场耦合到PCB铜线上产生的干扰电流。理想情况下，假设铜线有效电流信号I和干扰电流Ie分别为：

式中，ω1和ω2分别为有效电流信号和干扰电流信号的频率，两种电流耦合后产生的混频电流Ib为：

由公式（6）可见，混频后两组不同频率的信号产生了上变频和下变频，原始电流信号发生了畸变，从而产生了电磁干扰，因此对差模干扰源近场耦合噪声抑制需要考虑高频电感周边附近PCB走线的抗干扰设计，尽量减少噪声干扰信号产生的混频现象。

图4展示了一种Boost PFC的PCB设计方案，其中红色区域为PCB板顶层走线，蓝色区域为PCB板底层走线，黄色线代表电路电流走向，白色线为PFC升压电感磁场线。由图可见，PFC电路升压电感产生的磁场线垂直切割了红色区域的电路走线，这部分走线为PFC电路地线GND，根据公式（6）可知，升压电感的高频噪声信号会通过近场耦合的方式传到PCB的GND线，从而形成图5所示的差模噪声干扰。

图4 IGBT开通和关断时升压电感磁场对PCB走线的影响

图5 升压电感与PCB走线近场耦合示意图

在实际应用中，Boost PFC电路中整流桥、IGBT、PFC高频电感和滤波电解等功率器件体积较大，这些器件的位置排布需要综合考虑器件散热、电气间隙和相关结构物料干涉等因素，因此很难实现理想化的layout设计。因此在元器件布局时只能在各种限制条件下尽可能优化EMI设计，针对图4的一种PCB优化设计方案如图6所示，图中红色区域GND地线layout方式做了调整，避开了PFC升压电感磁场线的垂直切割区域，减少高频噪声近场耦合引起的差模干扰电流，同时IGBT关断时负载的电流环路面积也减少了，进一步降低了高频噪声干扰。

图6 PCB走线优化后近场耦合干扰减少

2.2 共模干扰源噪声抑制

Boost PFC电路工作时，IGBT集电极和发射极两端会产生近似方波的Vce电压，如图7 a) 所示，在IGBT关断时，由于IGBT器件和PCB环路寄生参数的影响，Vce电压上升过程中会产生较大的过冲和振荡现象[10]。Vce电压振荡频率为：

图7 IGBT集电极电压波形和噪声频谱图

式中：Lp为IGBT集电极和PCB线路的总寄生电感，Co为IGBT总输出寄生电容。这种电压过冲和振荡现象会产生大量共模干扰噪声，成为共模干扰环路的电压源。用MATLAB软件对Vce振荡波形进行快速傅里叶变换可得到如图7 b) 所示的噪声频谱。

为了抑制共模干扰环路电压源，进而减小共模干扰电流，可在IGBT两端增加吸收电路（snubber circuit）来存储干扰源噪声能量。存储的能量可在IGBT开通时通过IGBT和snubber电路进行泄放。目前常用的吸收电路结构有C型、RC型和RCD型等，如图8。C型吸收电路结构简单，对IGBT关断时产生的dv/dt吸收快，但吸收电容Csbr放电时会向IGBT释放瞬时大电流，造成IGBT温升提高，影响IGBT可靠性，一般用于小功率电路；RC型吸收电路增加了限流电阻Rsbr，可以抑制电容Csbr放电产生的大电流，同时为放电回路提供了电阻负载，但其吸收dv/dt时效性比C型结构有所减弱；RCD型吸收电路在电阻两端并联了二极管Dsbr，在IGBT关断时，集电极的过冲电压可以通过Dsbr迅速被Csbr吸收，当IGBT开通时，由于二极管Dsbr的反向截止作用，电容Csbr存储的噪声能量通过Rsbr和IGBT形成泄放回路，因此RCD型吸收电路兼有C型结构吸收快和RC型结构泄放电流小的优点，吸收噪声和释放能量的效果最好。

图8 IGBT吸收电路结构图

RCD吸收电路中Csbr和Rsbr参数值的选取，需要考虑IGBT寄生参数Lp和Co的影响，但由于电路中的Lp和Co难以直接获得，工程上一般通过以下方法获取：

首先测量Boost PFC电路无snubber电路时的振荡频率f，f与寄生参数Lp和Co的关系如公式（7）；根据工程经验在IGBT两端并联增加一个吸收电容Csbr1，测量此时的振荡频率fc：

根据公式（7）和公式（8）得出寄生参数值：

求出寄生参数Lp和Co的值后，即可确定Rsbr和Csbr数值。

RCD吸收电路中Dsbr需要选取反向恢复时间短的超快恢复二极管，Dsbr耐电压VBR一般选取2倍以上PFC母线电压，耐电流值根据电容和PFC母线电压计算电流峰值IFSM，最终确定Dsbr的规格。

根据上述计算方法，并考虑留一定的余量，本方案选取Csbr=680 pF、Rsbr=33Ω，Dsbr选取3 A/1000 V规格快恢复二极管，测试IGBT增加RCD吸收电路后Vce电压波形，并与无RCD方案进行对比，测试结果如图9所示，IGBT两端增加RCD吸收电路后，集电极电压Vce的振荡幅值明显减小；用MATLAB软件对图9 a) 波形进行噪声频谱分析，得到优化前后的噪声频谱对比图9 b)，IGBT增加RCD吸收电路后Vce振荡电压导致的干扰噪声幅值明显减小，尤其在150 kHz～30 MHz频率（传导干扰测试频率）范围内噪声幅值衰减较大，表明吸收电路对共模干扰源的抑制效果较好。

图9 IGBT增加吸收电路前后Vce振荡电压波形和频谱对比图

3 实验验证

针对上述研究结果在空调整机上进行实测验证。实验机器为3匹家用分体式空调，室外机驱动器的最大设计功率5 kW，PFC载频60 kHz，在制冷模式下，分别对差模干扰源抑制方法和共模干扰源抑制方法进行对比测试，测试标准按照电磁兼容国家标准[7]规定执行，通常家电企业判定合格标准需在国家标准的基础上留有3 dB余量。由于实测时驱动器L线和N线的传导干扰曲线基本一致，为方便对比优化前后测试曲线，只选取驱动器的L线进行对比测试。

3.1 差模干扰源抑制对比测试

为验证干扰源近场耦合导致的PFC差模干扰及其抑制措施效果，对文中2.1部分图4和图6两种PCB设计方案进行传导干扰对比测试，测试曲线如图10所示。为了尽量排除共模干扰对测试曲线的影响，两种PCB设计的驱动器方案都增加了共模干扰抑制措施，因此测试曲线可以更直观地反映出优化PCB减少近场耦合后对差模干扰的改善效果。

图10 PFC电路差模干扰源抑制前后对比测试

由测试结果可见，PFC电路差模干扰改善前，测试曲线在2～5 MHz频率范围幅值明显较高，利用EMI分析仪进行自动取点扫描，干扰幅值最高点出现在2.96 MHz频率点，准峰值相对国标有5 dB余量，但平均值相对国标的余量是0 dB，不符合企业标准。作为对比，减少近场耦合干扰后，测试曲线在2～5 MHz频率范围传导干扰幅值明显衰减，利用EMI分析仪自动扫描曲线，其峰值点在0.15 MHz频率点，准峰值相对国标有9.7 dB余量，平均值相对国标有11.0 dB余量，传导干扰幅值大幅衰减，符合企业标准，验证了差模干扰源抑制方案对传导干扰的改善效果，具体测试数据如表1所示。

表1 差模干扰优化前后干扰幅值高点扫描数据对比

3.2 共模干扰源抑制对比测试

为验证IGBT集电极电压Vce关断振荡导致的PFC共模干扰及其抑制措施效果，对IGBT增加RCD吸收电路前后方案进行传导干扰对比测试，测试曲线如图11所示。同理，为了尽量排除差模干扰对测试曲线的影响，驱动器增加了差模干扰抑制措施。

图11 PFC电路共模干扰源抑制前后对比测试

由测试结果可见，IGBT增加RCD吸收电路前，传导干扰在6 MHz附近和20～30 MHz频率范围幅值明显较高，利用EMI分析仪进行自动取点扫描，干扰幅值两个高点分别出现在6.51 MHz和25.69 MHz频率点。其中6.51 MHz频率点准峰值相对国标有4.8 dB余量，平均值相对国标有3.1 dB余量；25.69 MHz频率点准峰值相对国标有6.2 dB余量，平均值相对国标有2.3 dB余量，测试结果虽然符合国标，但因余量太少不符合企标要求。作为对比，IGBT增加RCD吸收电路后，测试曲线在6 MHz和20～30 MHz频率范围传导干扰幅值明显衰减，利用EMI分析仪自动扫描曲线的峰值点同样在0.15 MHz，准峰值相对国标有9.7 dB余量，平均值相对国标有11.0 dB余量，传导干扰幅值大幅衰减，验证了IGBT共模干扰源抑制方案对传导干扰的改善效果，具体测试数据如表2所示。

表2 共模干扰优化前后干扰幅值高点扫描数据对比

4 结论

通过实验结果可以看到，对差模干扰源和共模干扰源增加抑制措施后，测试传导EMI准峰值和平均值曲线，测试曲线余量最小的点在0.15 MHz，准峰值余量相对国标有9.7 dB，平均值余量有11 dB，测试余量充足。作为对比，当驱动器没有差模干扰源抑制措施时，测试曲线中频段2～5 MHz会出现密集的传导干扰尖峰，其中最差的2.96 MHz频率点平均值余量为0 dB；当驱动器没有共模干扰抑制措施时，测试曲线高频段6 MHz附近和20～30 MHz会出现传导干扰尖峰，其平均值余量分别只有3.1 dB和2.3 dB，证明了在PFC电路差模干扰和共模干扰模型基础上针对干扰源进行传导EMI抑制具有较好的效果。因此对PFC电路电感与地线近场耦合形成的差模干扰需避免电感线圈产生的磁感应线垂直切割PFC电路地线，减少近场耦合效应；对IGBT集电极Vce振荡电压造成的共模干扰可通过增加RCD电路吸收Vce振荡能量，实现干扰抑制。

空调驱动器传导EMI抑制设计需要综合考虑干扰源头和传播路径两方面因素，本文研究的方法在不增加传播路径上的EMI滤波器成本前提下，以干扰源抑制为切入点实现了对高频PFC电路传导EMI的有效改善，具有较高的实用价值，该方法目前已应用于3匹分体式柜机空调产品的量产。