模块化AC/DC电源并联及其控制策略研究

肖 琨, 顾隽楠, 陈息坤

(1.湖北经济学院 信息工程学院, 湖北 武汉 430205;2.上海大学电气工程系, 上海 200444)

0 引 言

为了减少汽车排气排放物污染,国家大力发展新能源汽车。新能源汽车的发展需要配套的直流充电桩为其动力电池提供能量,然而直流充电桩电源也存在着一系列的技术问题。首先,直流充电桩电源作为电力电子设备直接接入电网,若不能实现单位功率因数,则大功率充电设备接入电网时必然对电网造成谐波污染[1];其次,为了满足节能减排需求,电源系统的工作效率应尽可能高;再有,为了对电源模块进行扩容,通常使充电电源并联运行[2-4],若直接并联,会导致并联模块间存在环流,甚至导致某个并联运行的模块承担了所有负载功率,因此需要引入均流控制策略[5]。针对多模块并联均流问题,文献[6]采用无主从式数字均流方式,利用CAN总线广播各个模块的输出电流,调节各自的输出电流以实现模块间的均流。文献[7-9]采用耦合电感结构,在不同模块的谐振腔中加入耦合电感,通过耦合电感的各支路电流会趋于平衡,以此实现均流,但是这种方式下接入耦合电感的几个模块的相位差须为0°,否则耦合电感会因直流偏置而饱和。文献[10-12]采用主从式并联均流法,但是该方法中若主模块出现故障,那么所有的从模块将无法获取正确的基准值,进而导致整个并联系统都无法正常工作。文献[13]讨论VIENNA整流器中点电位波动问题。

本文提出一种模块化大功率充电桩技术方案,采用三相VIENNA整流器与LLC谐振变换器级联的两级式结构,详细分析了前后级电路的工作原理及控制策略,并提出了一种基于虚拟阻抗的并联均流控制策略,该方法无须额外的硬件电路,易于模块化扩容。最后,设计和研制了两台5 kW样机,并进行了相关的仿真与试验验证。

1 单模块电路拓扑及其控制策略

单模块AC/DC电源系统拓扑结构如图1所示。图中,前级为三相VIENNA整流器,后级为LLC谐振变换器。

前级三相VIENNA整流器拓扑结构如图1(a)所示。每相桥臂的双向开关由两个共源极的MOS管构成,实现电流双向流动。输出电容由两个电容串联而成,每个电容所承受的电压为输出电压的一半。系统通过控制3组功率开关管的开通和关断来控制3个电感、两个电容的充放电,实现输出侧的稳压以及三相输入电流功率因数的校正。

后级LLC谐振变换器拓扑结构如图1(b)所示。LLC谐振变换器的电压调节特性依赖于开关频率的变化引起的谐振网络阻抗特性的变化,所以它工作在变频控制下。定义谐振电容Cr和谐振电感Lr的谐振频率为fr,谐振电容Cr、谐振电感Lr、励磁电感Lm的谐振频率为fm。两个谐振频率的表达式为

(1)

(2)

为实现三相VIENNA整流器的功率因数校正,本文采用带均压环且注入三次谐波单周期控制,该控制策略下的单周期控制核心方程为

(3)

式中:dA——A相开关管占空比;

iA、iB、iC——三相输入电流;

k——注入三次谐波电流系数;

i3——三次谐波电流;

dB——B相开关管占空比;

Rs——输入三相电流的采样电阻;

Vm——电压控制器的输出;

vm——均压控制器的输出;

dC——C相开关管占空比。

带均压环且注入三次谐波单周期控制相较于传统单周期控制具有直流母线电压利用率高、直流输出侧交直流脉动小的优点。VIENNA整流器控制原理框图如图2所示。由图2可知,带均压环且注入三次谐波单周期控制的实现过程为:电压外环将直流母线电压采样值vdc与给定值vdc_ref进行比较,其误差信号被送入电压控制器中做PI运算,该运算结果被用作系统载波信号;系统调制波信号由等比例采样输入电流信号、三次谐波电流信号、均压环的电压控制器输出三者共同合成;调制波与载波相交割,最终得到PWM控制信号。

图2 VIENNA整流器控制原理框图

而针对后级LLC谐振变换器的电压增益特性,选用变频控制来实现其输出电压的调节。fm

图3 fm

2 基于虚拟阻抗的模块化并联控制策略

在单模块电源研究的基础上,将两个模块并联。由于前级VIENNA整流器在电压闭环的作用下输出为稳定的直流,所以在考虑并联均流控制策略时将前级VIENNA整流器看成是一个恒定的电压源,因此可以将并联系统拓扑简化。简化后模块化AC/DC电源系统拓扑图如图4所示。在实际工程应用中,谐振电感、谐振电容、变压器等电气元件与标称值间存在难以避免的误差,因此变换器直接并联会导致均流误差,需要引入并联均流控制策略,下面研究基于虚拟阻抗的并联均流控制策略。

图4 简化后模块化AC/DC电源系统拓扑图

为了方便描述均流性能,定义每个模块等效输出电流与n个模块并联时总输出电流平均值的差值为环流因数。环流因数越小,表明多模块并联均流性能越好;反之,表明多模块并联均流性能越差。第i个模块的环流因数Ici表达式为

(4)

式中:Veqi——第i个模块的等效输入电压;

Vi——第i个模块的等效输出电压;

Zeqi——第i个模块的等效阻抗。

若环流因数Ici的值能被调整得足够小,那么多模块并联均流的效果将达到最好。理想情况下,环流因数为零,那么并联系统输出可以实现完全均流,不存在输出环流。本文在式(4)的分母上增加虚拟阻抗Zs,该阻抗和实际阻抗串联,若虚拟阻抗Zs无穷大,那么各个模块并联的环流因数趋近于零,就能完全实现均流。

单电压环控制的LLC谐振变换器传递函数框图如图5所示。由图5可以推导出单电压环控制的LLC谐振变换器闭环传递函数表达式为

图5 单电压环控制的LLC谐振变换器传递函数框图

(5)

其中,C(s)的表达式为

(6)

式中:Zm(s)——励磁电感的阻抗;

Zr(s)——谐振电感和励磁电感的阻抗和。

其表达式为

Zm(s)=sLm

(7)

(8)

在单电压环控制下的LLC谐振变换器传递函数中加入虚拟阻抗Zv(s),引入虚拟阻抗后的输出电压闭环传递函数表达式为

Ioav(s)]

(9)

由此可得n个模块并联时每一个模块的输出电压传递函数如式(10)所示。

由于n个模块的输出电压和输出电压给定值相等,所以有Vo1(s)=…=Voi(s)=…=Von(s)=Vo(s)以及Vref1(s)=…=Vrefi(s)=…=Vrefn(s)=Vref(s)。经化简可得两个模块输出电流的差值如式(11)所示。

当虚拟阻抗值Zv(s)足够大时,等式右边趋近于0,那么等式左边也趋近于0,即Io1=Io2;以此类推,Io2=Io3,Io3=Io4…Io(i-1)=Ioi…Io(n-1)=Ion,所以Io1=Io2=Ioi=Ion。因此,若加入虚拟阻抗控制,可以使得每个模块的输出电流相等。

(10)

(11)

根据前述推导得出的引入虚拟阻抗后的LLC谐振变换器输出电压闭环传递函数表达式(9)可知,虚拟阻抗均流控制策略在单电压环控制策略的基础上引入了电流反馈回路,并在反馈通路中引入虚拟阻抗环节Zv(s),通过调节虚拟阻抗的大小实现系统对输出环流因数的控制。调整后引入虚拟阻抗的LLC谐振变换器传递函数框图如图6所示。

图6 调整后引入虚拟阻抗的LLC谐振变换器传递函数框图

由图6可以推导出虚拟阻抗的表达式为

(12)

由式(12)可知,虚拟阻抗与系统工作频率有关,调整系统工作频率就能实现系统的虚拟阻抗均流控制。当n个模块并联工作时,各个模块的输出电流不一致,会导致输出环流,通过改变各个模块的频率可以改变各个模块的阻抗,调整频率使得各个模块的阻抗相等,从而实现n个模块间的并联均流控制。

3 仿真与试验

为验证本文所提出方案的可行性,在MATLAB/Simulink中搭建仿真模型并进行仿真研究。系统仿真参数如表1所示。

表1 系统仿真参数

VIENNA整流器仿真波形如图7所示。图7(a)为A相输入相电压和相电流仿真波形,由图可知输入电流可以很好地跟随电网电压并呈现正弦化,对其进行FFT分析,仿真结果如图7(b)所示,A相输入电流的谐波畸变因数THD值为1.67%,计算得其功率因数值为PF=0.999 8,能够实现功率因数校正。

图7 VIENNA整流器仿真波形

LLC谐振变换器主要工作波形如图8所示。图8(a)为原边开关管漏源电压VDS、谐振电感电流ILr,由图可知,此时变换器的开关频率为102 kHz,变换器工作在fs

图8 LLC谐振变换器主要工作波形

输出电流仿真波形如图9所示。在虚拟阻抗控制的作用下,两个模块的输出电流相差较小,具有较好的均流效果。

图9 输出电流仿真波形

基于两台研制的单模块输出功率5 kW的样机,开展了系列试验研究。试验参数与仿真参数一致。

首先进行VIENNA整流器试验研究。VIENNA整流器试验波形如图10所示。图10(a)为带均压环且注入三次谐波单周期控制下的VIENNA整流器A相输入电压电流波形,从图中可以看出输入电流呈正弦波且与输入电压同相位,能够实现功率因数校正。对该输入电流进行FFT分析,分析结果如图10(b)所示,由图可知此时输入电流的谐波畸变因数THD=9.87%,可以计算其功率因数PF=0.995 2。

图10 VIENNA整流器试验波形

其次,对LLC谐振变换器进行试验研究。LLC谐振变换器主要波形如图11所示。图中为LLC谐振变换器一次侧输入电压750 V,二次侧输出电压600 V的主要波形。其中,图11(a)为原边开关管管压降VDS和原边谐振电流ILr试验波形,从图中可以看出,在原边开关管导通前,谐振电流为负,此时该电流从开关管的体二极管中流过,实现了原边开关管的零电压开通。图11(b)为副边二极管反向电压VKA和变压器副边电流Is试验波形,从图中可以看出,此时fs

图11 LLC谐振变换器主要波形

最后,对两个模块并联运行的系统进行试验研究。两模块并联且单模块工作在3.4 kW时主要电流波形如图12所示。其中,图12(a)为输出电流波形,图12(b)为变压器副边电流波形。由图12可知,在虚拟阻抗均流控制的作用下,两个模块输出电流平均值趋于一致,此时模块一输出电流平均值为5.4 A,模块二输出电流平均值为5.7 A,可计算得出模块的均流误差为5.4%。

图12 两模块并联且单模块工作在3.4 kW时主要电流波形

两模块并联且单模块工作在5 kW时主要电流波形如图13所示。其中,图13(a)为输出电流波形,图13(b)为变压器副边电流波形。由图13可知,模块一输出电流平均值为8.6 A,模块二输出电流平均值为8.3 A,可以计算出模块的均流误差为3.6%,此时两个模块依旧保持良好的均流性能。

图13 两模块并联且单模块工作在5 kW时主要电流波形

两模块并联系统切载试验波形如图14所示。其中,图14(a)为并联系统由总输出功率6.8 kW突加负载至总输出功率9 kW时系统的输出电压Vo以及两个模块输出电流Io1、Io2的试验波形图。由图14可知,在加载过程中,输出电流瞬时增加,输出电压下降至570 V,在控制环路25 ms的调节后,输出电压升高并稳定至600 V。由于虚拟阻抗均流控制的作用,加载后两个模块输出电流也基本一致。

图14 两模块并联系统切载试验波形

图14(b)为并联系统由总输出功率9 kW突减负载至总输出功率6.8 kW时系统的输出电压Vo以及两个模块输出电流Io1、Io2的试验波形图。由图14可知,在减载过程中,输出电流瞬时减小,输出电压上升至630 V,在控制环路25 ms的调节后,输出电压降低并稳定至600 V,并且在减载前后由于虚拟阻抗的控制两个模块输出电流也基本保持一致。

并联均流的试验结果表明,基于虚拟阻抗的均流控制策略可以在突加/突减负载时保持良好的均流特性,与仿真、理论分析一致。

4 结 语

本文基于模块化充电桩需求采用前级三相VIENNA整流器、后级LLC谐振变换器的级联式拓扑结构,研究了前后级变换器的工作原理与控制策略。为了提高输出功率等级,还研究了基于虚拟阻抗的模块化AC/DC电源并联控制策略。此外,研制了两台5 kW的试验样机并进行试验研究,试验结果表明,变换器具有高功率因数、良好的并联均流性能,验证了所提出的控制策略的可行性和正确性。.