SiC功率器件图腾柱无桥PFC电路设计

潘玉灼，吴恬盈，汤子琴，郑清清，钟诚尧

(泉州师范学院 物理与信息工程学院，福建 泉州 362000)

电力电子技术是电能运用到实际生活的关键，其在给人们带来便捷的同时产生的谐波污染也带来了治理困难.功率因数校正(PFC)是电源的前级，其性能影响整个功率系统甚至整个电网.PFC拓扑因能够抑制谐波对电网的污染、改善电能质量，提高系统效率而得到广泛应用[1].图腾柱无桥PFC去掉了传统Boost PFC低频整流器，通路中减少一个功率半导体压降，系统效率得到了提升.而普通Si MOSFET体二极管反向恢复性能差，为了避免反向恢复造成的额外损耗，变换器只能在CRM或DCM工作，纹波电流大，使得EMI滤波器体积较大，在中小功率场合被采用[1-4].以碳化硅(SiC)为代表的第三代半导体，具有耐高温高压、工作频率高、导通电阻低等特性.SiC MOSFET具有较小的开关损耗，成为电力电子变换器的首选器件[2-5].SiC MOSFET体二级管反向恢复特性快，运用在图腾柱无桥PFC电路上能够保证电路工作在CCM下，保证小的电流纹波、电磁干扰，减少EMI电路体积.SiC MOSFET的低导通电阻，工作频率高，能够进一步提高电源系统的转换效率和能量密度.但是SiC MOSFET本体的寄生电容会带来密勒效应[4-8]，使得开关管导通与截止难以控制.因此，串扰抑制和开关速度的协同优化是SiC MOSFET驱动电路的研究热点.

为保证基于SiC MOSFET的图腾柱无桥PFC能够高效工作在CCM下，许多学者在图腾柱无桥PFC拓扑上进行更深入研究.文[3]在拓扑中添加LC谐振使其工作在CCM下，但导通损耗大，系统效率提高不明显.文[4]设计了基于氮化镓的图腾柱PFC电路，通过全数字控制方法搭建AC/DC变换器.由于谐振电感两端电压受到限制，整个电路很难实现ZVS.在上述思路的启发下，本文对图腾柱无桥PFC拓扑、SiC MOSFET及数字控制进行研究，设计一款PI双闭环控制，输出400 W的CCM模式图腾柱无桥PFC电路，通过负压解决SiC MOSFET的误导通问题.

1 图腾柱无桥PFC拓扑

图腾柱无桥PFC拓扑的元器件数量是目前现有PFC拓扑中最少的，这种拓扑能够提高电路效率，并将传导损耗降至最低.如图1所示的拓扑，V1为交流输入电压源，L2为升压电感，C2为输出滤波电容，RL为负载.L1、L2、C1和R1构成LCL带通滤波器，消除高频谐波.Q1和Q2为该电路的高频部分功率半导体开关管，Q3和Q4为电网工作频率半导体开关管.在交流正半周时，其电流走向如实线所示，Q3关断，Q4导通，电感L2充电，电感电流升高，输出电容C2向负载RL释放能量；Q3导通，Q4关断，电感L2向负载RL释放能量，电感电流下降，输出电容C2充电.在交流负半周时，其电流走向如虚线所示，Q3导通，Q4关断，电感L2充电，电感电流升高，输出电容C2向负载RL输出能量.Q3关断，Q4导通，电感L2向负载RL释放能量，电感电流下降，输出电容C2放电.

图1 图腾柱无桥PFC拓扑

2 控制方法

PFC电路采用CCM，电感中的电流连续，对应波形如图2所示.初级峰值电流相对较小，输出电流大小与占空比无关，适合用于负载电流变化大的场合[4-6].电路的输入电流纹波较小，更易达到高的功率因数.图中Iave为平均电流，Imax为最大电流，Imin为最小电流，IL为线性电流.

图2 CCM模式下电感电流波形

电路的数字化控制主要通过电压外环和电流内环这两个环路来实现[7].DSP控制程序首先对电压内环控制器及电流外环控制器参数进行初始化，电流通过采样模块输出电压，将采样输出的反馈电压与参考电压比较生成误差信号.此误差信号经过电流内环PI控制器计算、量化，可得到包含输入电压相位信息的馒头波，将其与误差信号进行计算得到电流内环参考值.电流内环控制器通过PI控制稳定输出电流，电感电流与电网电压同相，提高电路的功率因数.

为验证PFC PI控制的可行性，利用PHASE仿真软件进行仿真.如图腾柱无桥PFC控制原理仿真图(图3)所示，电流有效值经过计算得到输出电压，经电阻采样后将模拟信号送入DSP28379控制芯片的A/D端口.一路将转换的数字信号与400 V输出电压的差值经过电压外环得到给定平均化正弦电流峰值;另一路得到输入电压的相位数字信号，取绝对值后与平均化正弦电流峰值相乘，计算出给定电感中的电流.该电流经过采样芯片传送至A/D端口转换成数字信号，取其绝对值与给定电感中的电流比较得到差值，再经电流内环控制器输出PWM的调制波，与三角载波比较得到PWM信号.极性信号和PWM信号经过控制芯片的逻辑运算，得到4个MOSFET的PWM信号,最后经驱动电路，实现对MOSFET控制.

图3 图腾柱无桥PFC控制原理图

通过仿真测得，输入电压为220 V，开关频率fsw为50 kHz，输出电压及其输出功率如图4所示.第一个波形图为输入电网电压，第二个波形图红色部分为电网电流波形，第三个波形图为输出功率，第四个波形图为输出电压.从图中可看出，电路稳定时输入电流随着输入电压呈现正弦变化，同时达到峰值，输出电压为400 V，输出功率为400 W，满足电路设计需求.

图4 仿真波形

3 电路参数计算

如图1图腾柱无桥PFC拓扑所示，采用LCL滤波器改善电能质量.LCL型并网逆变器因具有优越的抑制高频谐波的能力而受到重视.LCL滤波器存在谐振点，但在同样电流纹波、滤波效果下，整体体积会小于LC滤波器.LCL型并网逆变器前极AC/DC电路实现最大功率输出，逆变侧电感L2、滤波电容C1、网侧电感L1构成LCL电路.

本电路的电网输入电压为220 V，频率为50 Hz，采用DSP控制，最大输出功率P为400 W.

(1)输出电容C2设计：输出滤波电容的等效容量越大，滤波和储能的效果会更加明显，设计输出电容C2为1 000 μF.

(2)LCL参数设计：LCL的大小直接影响着系统整体性能，必须考虑电容、电感等参数.输入电流为

其中：I1和I2分别为电路电流和额定电流，RL为负载电阻.

为保证电路输出电压Vdc为400 V，开关频率fsw为50 kHz，令其纹波电流I3为0.4.电感量与输入电压、功率及开关管的关系如下：

可得，L2电感值为916.7 μH，L1电感值为27.5 μH，C1电容取值为3.3 μF.

2）井内检测。封堵实施前采用井内电视检测方法，查明水井是否有杂填、淤积及井中落物，查明淤积的深度、水井结构，变径的位置、套管和花管的深度、位置、套管的锈蚀、腐烂、漏水情况及地下水位。封堵实施过程中对关键的工序需要进行井内检测，主要是割管或射孔的位置的准确性、割管或射孔的长度是否达到要求、割管或射孔的效果是否满意等。

阻尼电阻参数会影响LCL滤波器的整体性能.阻尼电阻越大时，谐振峰会降低但滤波器的损耗会随之增大，且对高频谐波的滤波效果也会随之增大，因此对阻尼电阻的阻值应该有一个精确的控制.相关参数设计如下

计算可得阻尼电阻R1为320 Ω，fres滤波带宽为17 kHz.

4 驱动电路设计

SiC MOSFET具有耐高压、耐高温、低导通和工作频率高等优点，但SiC MOSFET的优势在高频工作下也带来了一定问题.随着开关频率的提高,SiC MOSFET的开关过程电流变化率(di/dt)和电压变化率(du/dt)变大.SiC MOSFET存在密勒效应，在电压关断过程中，会受到电流变化率及杂散电感的影响，会导致漏-源极产生振荡[6-12].本文采用SiC MOSFET作为主要功率器件，必须对SiC MOSFET的关断进行分析.在SiC MOSFET完全关断后，二极管结电容两端的电压会下降到0，Vds两端电压上升至Vdc，此时二极管进入续流状态，开关管的沟道完全关断[6-12],等效电路如图5(a)所示.

图5 SiC MOSFET关断等效电路图

在等效电路中，将Cgd、Cgs、Cds呈现三角形连接方式转变成Y型链接，变化后如图5(b)所示，变化公式为

Rg-Lg-Cg支路阻抗为

Ls支路阻抗为

两支路并联后阻抗为

由Req可得如图5(c)所示的SiC MOSFET关断的RLC等效电路图.V(t)为MOSFET完全关断阶段零到Vdc的阶跃函数在MOSFET关断阶段，利用基尔霍夫定律可以得出二阶微分方程为

当SiC MOSFET完全关断时，Cd两端的振荡可以等效为Vds两端的振荡.寄生电容Cd放电，使得Vds两端产生振荡电压，导致MOSFET的误导通.因此，在关断瞬间，采用负压来降低Vds两端的电压，可防止MOSFET的误导通.

SiC MOFET的栅极驱动电压会影响栅-源极电压，可能会导致栅-源极电压出现振荡过，栅极电阻的选取会影响到电路的工作效率.栅极电阻Rg的最小值为

Lwire栅极电感包括驱动电路与电器连接电感、器件栅极内部寄生电感.在电路设计中可以通过缩小连接电感来降低栅极电阻，增大驱动电阻的取值范围.参考SiC MOSFET的数据手册，最终将驱动电阻设置为10 Ω.

SiC MOSFET驱动电路采用负压关断，也就是方波下缘为-4 V.当驱动电压越大，SiC MOSFET的导通电阻越小，但驱动电压过大会导致热失控.为了避免驱动电压带来的不良影响，将其驱动电压设定为20 V.本研究采用UCC251520的隔离式双通道栅极驱动器.该驱动能快速开关驱动能力，减少功率管的损耗，提高工作效率.

UCC21520的VDDA电容为自举电容，允许栅极驱动电流瞬态最高可以达到6 A.VDDA电容能够使SiC MOSFET保持稳定的驱动电压.每个开关周期的总电荷计算公式为

其中：IVDD为fsw为50 kHz无负载下的通道自电流消耗；QG为SiC MOSFET的栅电荷，ΔVDDA为VDDA出的纹波电压.考虑到直流偏置电压引起电容位移，且负载瞬态导致功率极跳脉冲现象，选择C8参数为100 nF.

UCC21520驱动电路如图6所示，UCC21520内部的VIA和VIB引脚作为两路PWM信号的输入端口.VgA、VgB通过驱动电阻连接到SiC MOSFET的栅极.这种驱动设计电路能够防止SiC MOSFET在关断时的误导通，保证工作稳定.

图6 UCC21520驱动电路

为了能使SiC MOSFET负压关断，上下桥臂驱动电源分开，设计以QA01C芯片产生两路独立电压驱动，使驱动电源电压工作在-4～20 V，具体电路如图7所示.其中,VDDA电压值20 V，COMA电压值0 V，VSSA电压值-4 V，VDDB电压值20 V，COMB电压值0 V，VSSB电压值-4 V.以此保证功率管能在关断时有足够低的电平将栅极拉低，确保不会因米勒效应而误导通.

图7 驱动电路供电回路

5 结果与分析

经实验测试，在输入电网175～250 V、开关管工作频率约50 kHz的环境下，SiC MOSFET能够稳定工作.图腾柱无桥PFC电路使用UCC21520隔离式双通道栅极驱动器驱动波形如图8所示，驱动高电平为20 V，低电平为-4 V，死区期间在500 ns左右，测得数据与设计相符.数字控制电路电网电压与电流采样波形如图9所示，可见，电流的峰值基本上与输入电压同相，功率因数接近1.

图8 驱动波形 图9 电网电压与电流采样波形

在220 V电网输入电压下，测得不同输出功率的功率因数等数据，如表1所示.从表中可以看出，当输出功率从200 W增加至400 W时，达到额定功率时转换效率达98.4%；输出功率越大，电路的效率越高.电路的电压谐波系数稳定在2.2%～2.6%波动，当输出功率400 W时，谐波系数最小.

表1 相同输入电压、不同输出功率之间的比较

电路的功率因数、效率与功率的输入关系如图10和11所示.当输入在220 V小范围波动，效率随着输出功率的增大而增大，功率因数也从0.96变化至0.99.综上所述，该图腾柱无桥PFC有较高的效率，谐波系数和功率因数优于国家标准，满足欧盟的IEC 6100-3-2标准要求，符合设计预想.

图10 功率因数随输出功率的变化 图11 电路效率随输出功率的变化

6 结论

本研究设计了一款400 W基于图腾柱结构的高效高功率的数字控制PFC电路，输入电压220 V，输出电压400 W.该电路采用图腾柱无桥PFC拓扑结合第三代宽禁带半导体SiC MOSFET功率管，通过数字双闭环控策略实现电路稳定输出，保证变换器在CCM模式下稳定输出.经实验验证，电路的谐波系数在2.2%～2.6%波动，功率因数高达0.99，PFC电路的能量转换效率大于96%.