5G双工演进技术研究

柯颋，宋兴华，王飞，郭志恒，杨拓，郭春霞，韩成成，刘云峰，李振宇

工程与应用

5G双工演进技术研究

柯颋1，宋兴华2，王飞1，郭志恒2，杨拓1，郭春霞1，韩成成2，刘云峰2，李振宇2

（1. 中国移动通信有限公司研究院，北京 100053；2. 北京华为数字技术有限公司，北京 100085）

5G新型双工演进技术将在TDD频谱上引入基站侧子带不重叠全双工制式，以迎合万物智联和工业互联网对低时延和大上行吞吐量同时提出的更高要求，同时还需要进一步研究并解决基站间交叉时隙干扰问题，使能公网和专网采用不同的TDD上下行时隙配比的组网方式。为满足5G新型双工演进技术的未来部署需求，对TDD宏微异时隙组网和子带不重叠全双工制式的潜在部署场景和相关干扰特征进行了分析和研究，提出潜在可行的干扰抑制方案，并通过链路预算、仿真评估和样机验证等形式论证了技术可行性。

双工演进；子带不重叠全双工；TDD宏微异时隙组网；SBFD

0 引言

数智化将渗透生产和生活的方方面面，而5G是未来构建千亿物联的重要载体。万物智联，与机器视觉相关的业务（如可穿戴设备、智慧城市摄像机、云存储、数字孪生等）将自下而上产生海量数据；工业互联网中生产控制、机器协作对时延也提出更高要求。构建千兆上行和低时延通信能力，是未来5G网络使能数智化升级的共性需求。在5G现网中，已经涌现了在智慧港口、智慧钢铁和智慧矿山等工厂行业专网场景中部署大上行网络的需求[1]。

当前无线通信系统的主流双工模式包括时分双工（time division duplex，TDD）和频分双工（frequency division duplex，FDD）两种制式。其中，FDD制式虽然能够满足低时延需求，但5G FDD频谱带宽受限，因此难以满足大上行需求；而传统的TDD制式为了适配公网的大下行业务特点，通常采用下行较多的上下行时隙配比，其上行传输时长受限，导致上行边缘速率受限、空口时延较大，难以满足大上行和低时延需求。

针对5G行业专网中已经涌现的大上行通信需求，国内运营商正在考虑和尝试让公网和专网在4.9 GHz TDD频谱上采用不同的上下行时隙配比的组网方式（简称TDD宏微异时隙组网），以适配公网和专网对上下行速率的差异性要求。在TDD宏微异时隙组网方式下，公网下行时隙多，专网上行时隙多，在部分时隙上，存在交叉时链路干扰（cross-link interference，CLI）。在现有的5G协议中，只针对终端间（UE-to-UE）CLI问题提出了包括CLI测量和上报在内的相关技术解决方案[2]，但没有解决基站间（gNB-to-gNB）CLI问题，导致商用部署面临挑战。

为了迎合未来数智化升级所需的千兆上行和低时延通信能力，还需要进一步挖掘TDD频谱潜力，解锁全双工（full duplex）组网潜力。目前，学术界主要聚焦于同时同频全双工技术，即在同一时频资源上，既有上行传输也有下行传输[3-16]。同时同频全双工技术有望提升2倍的频谱效率，但对自干扰抑制能力和组网环境的交叉链路干扰抑制能力提出较高要求，工程实现难度过大。从现有产业能力出发，学术界近期开始关注子带不重叠全双工技术[17]。3GPP也在2021年12月召开的RAN#94-e会议上，成功立项新空口（new radio，NR）双工演进研究课题（Study on evolution of NR duplex operation），探讨在TDD频谱上应用基站侧子带不重叠全双工（subband non-overlapping full duplex，SBFD）技术的可行性[18-20]。对于基站侧SBFD，一种可能的资源配置方式如下：在基站侧，在TDD频谱的同一个时隙里既有上行传输也有下行传输，但上下行传输的时频资源不重叠；在终端侧，其仍然采用TDD制式，但不同终端可能看到不同的TDD帧结构配置。

与TDD制式相比，基站侧SBFD技术可以显著增强上行覆盖能力，提升上行吞吐量，并降低用户空口时延。对于小区边缘用户UE1，其上行重复传输次数提升了4倍，因此可显著增强网络上行覆盖性能；对于有大上行传输需求的用户UE2，可以为其配置更多的上行传输资源，因此可提升上行吞吐量；对于时延敏感用户UE3，可以为其配置较短的TDD帧结构周期，以此降低空口等待时延和HARQ（hybrid automatic repeat request）反馈时延，满足工业互联网低时延要求，同时还有助于提升用户感知吞吐量（user perceived throughput，UPT）。

综上，5G新型双工演进技术目标包括：解决基站间交叉链路干扰问题，使能TDD宏微异时隙组网方式，满足运营商的短期部署需求；探讨基站侧SBFD组网技术可行性，以迎合万物智联和工业互联网对低时延和大上行吞吐量同时提出的更高要求，满足运营商的中长期部署需求。

1 潜在部署场景和干扰情况

基站侧SBFD技术可能在低频段FR1或高频段FR2部署，其潜在部署场景包括：城区宏蜂窝、城区微蜂窝、室内热点场景、异构网场景和中继场景等。在一些部署场景中，可能还存在SBFD网络与同运营商TDD网络同信道共存（co-channel coexistence）以及SBFD网络与异运营商TDD网络相邻信道共存（adjacent-channel coexistence）等情况。潜在SBFD部署场景及干扰情况如图1所示。

同运营商组网情况有以下3种场景。

（1）场景1

所有基站都升级支持SBFD制式，且采用相同的子带资源配置，以避免出现较强的子带内交叉链路干扰（intra-subband CLI）问题（参见图1中gNB1和gNB2配置）。与传统的TDD网络相比，新增3种干扰类型，分别是：①基站侧的自干扰SI（self-interference），②同信道基站间的子带间CLI；③同信道同小区或邻小区终端间的子带间CLI。

（2）场景2

所有基站都升级支持SBFD制式，但不同基站可能采用不同的子带资源配置，以适配不同应用场景中差异化的上下行速率要求。

（3）场景3

部分基站升级支持SBFD制式，而部分未升级的基站仍然采用传统的TDD制式（参见图1中gNB2和gNB3配置），这可能是出于运营商成本的考虑，也是基站功能升级的必经部署阶段。与场景1相比，场景2和场景3额外引入两种干扰类型，分别是：④同信道基站间的子带内CLI；⑤同信道邻小区终端间的子带内CLI。

而在异运营商基站邻频共存场景中，一家运营商的基站升级支持基站SBFD制式，而另一家运营商仍然采用传统的TDD制式（参见图1中gNB2和gNB4配置）。除了基站侧的自干扰SI之外，还需要关注⑥相邻信道基站间CLI和⑦相邻信道终端间CLI的影响。

SBFD配置可能受运营商共存情况影响，异运营商共存场景分析与TDD频谱使用情况如图2所示。如果SBFD运营商的频谱两侧都有TDD异运营商共存，最好把上行子带配置在频谱中间，以缓解异运营商间邻频干扰（如图2（a）所示）；如果SBFD运营商频谱的一侧有异运营商共存，那么可以把上行配置在远离异运营商频谱的一侧（如图2（b）所示）。如果SBFD运营商独享一段频谱，那么SBFD配置不需要考虑运营商之间的邻频干扰的影响。

图2 异运营商共存场景分析与TDD频谱使用情况

3GPP在Release 16（Rel-16）NR交叉链路干扰处理和远端干扰管理（WID on cross link interference (CLI) handling and remote interference management (RIM) for NR）课题[1]中对干扰类型⑤进行了充分研究，并且完成了包括CLI测量和上报在内相关标准化工作[21-23]。与干扰类型⑤相比，干扰类型③相对更弱些，因此可借鉴干扰类型⑤的抑制技术。3GPP还对干扰类型⑥、⑦的影响进行了充分研究，并且形成了技术报告TR 38.828[24]。综上，本文不赘述对干扰类型③、⑤、⑥和⑦的抑制技术。后文将针对3类新的干扰类型①、②、④探讨干扰抑制技术和性能，进而论证TDD宏微异时隙组网和基站侧SBFD组网的技术可行性。

2 干扰抑制方法和可行性分析

2.1 干扰抑制能力要求

TDD基站收/发机（transceiver）架构干扰情况示意图如图3所示。为防止接收机阻塞和防止上行解调译码性能严重恶化，需对自干扰（干扰干扰类型①）和同信道基站间CLI（包括干扰类型②、④）抑制目标提出一定要求。

图3 TDD基站收/发机架构干扰情况示意图

宏基站干扰宏基站、微基站干扰微基站和宏基站干扰微基站时的防阻塞干扰抑制能力要求见表1。

表1 防阻塞干扰抑制能力要求

2.2 现有TDD基站收/发机的干扰抑制能力

在TDD宏微异时隙组网场景中，当考虑天线波束成形增益、空间传播损耗、建筑物墙体穿透损耗和阴影衰落等影响时，TDD基站收/发机架构干扰类型④（同信道基站间的子带内CLI干扰）的抑制能力见表3。可见，当宏微基站间距为50 m、100 m和200 m时，现有TDD基站收/发机可以满足室内受扰微基站的防阻塞干扰抑制要求，但不能满足总的干扰抑制要求。

表2 TDD基站收/发机架构下同信道基站间的子带内CLI抑制能力

在基站侧SBFD组网场景中，在图3所示的TDD基站收/发机中，收/发器共用一套天线，收/发链路之间仅通过环形器隔离。环形器可提供大约20 dB的天线域自干扰隔离度，基带数字信号处理（如数字域滤波器）可提供大约45 dB的子带间干扰抑制能力。

干扰类型①（基站侧的SI）抑制能力见表3。现有TDD基站收/发机不能满足宏基站和微基站的防阻塞干扰抑制要求和总的干扰抑制要求。

表3 TDD基站收/发机架构下的SI抑制能力

干扰类型②（同信道基站间的子带间CLI）抑制能力见表4。对于站间距为350 m的室外宏基站而言，现有TDD基站收/发机不能满足子带间CLI的防阻塞干扰抑制要求和总的干扰抑制要求，而对于站间距为20 m的室内微基站而言，现有TDD基站收/发机可以满足子带间CLI的防阻塞干扰抑制要求，但不能满足总的干扰抑制要求。

表4 TDD基站收/发机架构下的同信道基站间的子带间CLI抑制能力

2.3 干扰抑制技术增强和可行性分析

2.3.1 TDD宏微异时隙组网场景

（1）干扰抑制技术增强

波束成形技术可以抑制基站间CLI（gNB-to-gNB CLI），其原理是利用多天线空间自由度设计预编码和/或接收向量，实现干扰信号和目标信号的信号子空间的正交化。基于波束成形的交叉链路干扰抑制方法包括接收端干扰抑制和收/发端联合干扰抑制，本文仅对接收端干扰抑制方案进行介绍。

1）波束成形：接收端干扰抑制（interference rejection combining，IRC）算法

在宏微异时隙组网场景中，宏基站生成下行预编码矩阵时仅考虑本小区内的用户，所以下行用户信号在微基站方向会存在一定增益，对微基站在相同时隙内的上行接收造成干扰。为了降低干扰对微基站上行接收性能的影响，一种方案是在微基站生成IRC接收矩阵时额外考虑宏基站，由于新的联合生成的接收矩阵利用多天线空间自由度和干扰空间有色特性来抑制同频干扰，可获得额外的干扰消除增益。

异配比干扰表示为：

邻小区干扰表示为：

步骤3 上行用户信号经MMSE-IRC均衡后，估计信号：

对于IRC接收机，不同的干扰协方差相关矩阵估计或者测量方法会造成上行多用户接收和抗邻区干扰的性能差异。

2）干扰估计和用户信道估计

干扰抑制方案需要进行准确的干扰估计和用户信道估计，干扰估计包括干扰功率估计和干扰协方差估计，前者包含干扰强度信息，后者不仅包含干扰强度信息，还包含干扰信号空间特征。

● 基站间干扰测量协方差方案：解调参考信号和静默资源

基于静默资源（muting resource element，Muting RE）的干扰测量方案是在微基站上行传输时预留部分资源不发任何上行信号，仅用于站间干扰测量。在进行干扰测量时，还需要考虑宏基站下行控制信道和数据信道等不同信道和信号对微基站干扰可能的情况。基于上述考虑，提出一种解调参考信号（demodulation reference signal，DMRS）和Muting RE联合设计的导频图案，DMRS和Muting RE资源联合设计如图4所示。在图4（a）中，用于干扰测量的RE不发任何上行数据和信号。图4（b）是一种多端口的DMRS导频图案示例。

图4 DMRS和Muting RE资源联合设计

根据Muting RE的资源，微基站可以较为精准地测量干扰协方差矩阵，利用MMSE-IRC接收机对干扰进行抑制。

●自适应干扰抑制

本文提出aIRC和eIRC两种技术方案分别增强对PDCCH（physical downlink control channel）干扰和PDSCH（physical downlink shared channel）干扰的抑制。aIRC的原理是对一个时隙里的前2个OFDM（orthogona1frequency division multiplexing）符号部分RE进行UL静默并进行干扰协方差的估计，估计出PDCCH干扰信号，均衡模块对前2个符号及其他符号进行独立均衡。eIRC的原理是通过宏微导频协同分配，进行宏基站干扰的信道估计，从而获得显式的下行干扰协方差估计，抑制PDSCH的干扰。

aIRC和eIRC都是通过RE静默来实现的。在一个RB（resource block）中（12个子载波×14个OFDM符号），假设第一个符号1/3的RE资源静默，用来估计PDCCH的干扰。DMRS占用2个符号，DMRS所在的2个符号中有1/3的RE资源静默，用来估计PDSCH宏干扰的显示Ruu。因此，静默RE资源的系统开销损失为7.14%。

（2）可行性分析

1）链路预算

gNB-gNB CLI对网络性能的影响可以由链路预算给出初步分析，具体结果见表5。

从表5可知：当宏基站距离微基站50 m时，宏基站对微基站的干扰强度为−46.1 dBm，小于一般的阻塞功率阈值−35 dBm，不会导致接收机阻塞。当用户距离室内微基站12 m且宏基站和微基站距离为50～200 m时，室内上行用户的SINR（signal to interference plus noise ratio）大于0而且随着用户与室内微基站距离的拉近而不断增加，同时接收机灵敏度恶化大约从40.9 dB降到29.0 dB。从以上链路预算来看，如果能够通过一定技术手段降低来自宏基站的交叉链路干扰，那么该系统将可以提供可观的上行容量。室内上行用户链路预算见表6。

表5 宏微基站间CLI链路预算

2）性能评估

本节通过仿真评估了与TDD异配比的性能，包括基于Muting资源干扰协方差估计的IRC的上行接收性能。

● 仿真场景和参数

在工厂中3个宏基站与18个微基站共存的情况下，宏基站和微基站的TDD配置分别为DDDSU和DSUUU（D表示下行时隙，U表示上行时隙，S表示特殊时隙）。其他仿真配置参数见表7。

● 仿真结果

基于Muting资源的干扰测量在不同估计粒度情况的性能增益如图5所示。图5中的“4RB、2RB、0.5RB”表示干扰协方差估计粒度为4RB、2RB、0.5RB，理想估计表示干扰信息在微基站侧是理想已知的。通过降低干扰协方差估计粒度，可以带来明显的性能提升。异配比场景下，相比于4RB估计粒度，0.5RB估计粒度的小区平均吞吐量有38%的增益，小区边缘吞吐量有67%的增益。4 RB估计粒度时，相比于同配比，异配比的小区平均吞吐量有249.8%的增益，小区边缘吞吐量有260.5%的增益。

表6 室内上行用户链路预算

图5 基于Muting资源的干扰测量的性能评估

3）样机验证

本节给出了具备干扰消除特性样机的测试结果，验证了aIRC和eIRC的算法性能。相比于前2符号静默Mute方案（即静默前两个完整符号用以估计宏基站的PDCCH信号），aIRC方案仅静默首符号的1/3 RE资源估计宏基站PDCCH信号，减少了干扰估计的资源开销。对以上两种方案的容量性能的测试，可得出aIRC方案相比前2符号Mute方案的性能增益，记为aIRC增益。aIRC算法相对前2符号Mute方案的性能增益如图6所示。

表7 仿真参数

图6 aIRC算法相对前2符号Mute方案的性能增益

从图6可以看到，相比前2符号Mute方案，样机实测得到的aIRC增益为1.13～1.16倍，这说明相对于前2符号Mute方案，aIRC方案将容量性能提升了1.13～1.16倍。

通过对eIRC与IRC两种方案的容量的测试，给出了eIRC方案相比IRC方案在总容量上的性能增益，记为eIRC增益，其中，IRC接收机是在不使用静默资源的情况下进行干扰协方差估计。图7给出了在不同网络配置下，eIRC增益相对干扰抬升（interference over thermal，IOT）的变化趋势。从图上可以看到，相比IRC方案，样机实测得到的eIRC增益为1.03～3.16倍，且IOT越大增益越大，这不仅说明相对于IRC方案，eIRC方案可以大幅度提升容量性能，也验证了通过宏微导频协同分配实现宏干扰的显示干扰协方差估计方法可以大幅度抑制PDSCH的干扰。

图7 eIRC相比于IRC的性能增益

在宏微异配比场景中，宏微同频干扰是制约性能的瓶颈。通过链路预算可以看出，在微基站处来自宏基站下行信号的干扰与接收的室内UE上行信号的功率相当，而且宏基站下行信号干扰功率小于阻塞功率阈值，不会造成接收机阻塞。总的来说，宏基站干扰对微基站性能影响有限，结合标准和算法能有效增强干扰抑制能力，保证微基站接收到的上行信号能够对抗来自宏基站的干扰，这使得宏微异配比可以提供期望的上行容量。

2.3.2 基站侧SBFD组网场景

（1）干扰抑制技术增强

新型的SBFD干扰抑制收/发器架构示意图如图8所示，为了有效抑制基站侧自干扰SI和同信道基站间的子带间CLI干扰，SBFD基站可以采用收/发分离的高隔离天线面板，并且在收/发链路中采用子带射频滤波器。其中，高隔离天线采用了隔离墙和电磁带隙（electromagnetic band gap）两种去耦结构，天线隔离度可达55 dB。子带射频滤波器可以同时抑制自干扰SI和基站间的子带间CLI干扰，考虑到过渡带带宽、小型化和成本约束，目前业界可实现约30 dB的子带间干扰抑制能力。

（2）可行性分析

1）链路预算

新型的SBFD干扰抑制收/发器架构下的自干扰抑制能力见表8，对于自干扰抑制而言，新型的SBFD干扰抑制收/发器架构大约能提供85 dB防阻塞干扰抑制能力（收/发分离天线和射频子带滤波器）和130 dB总的干扰抑制能力（收/发分离天线、射频子带滤波器和基带数字信号处理），可以满足微基站的自干扰抑制能力要求，但与宏基站的自干扰抑制要求存在一定差距。

表8 新型的SBFD干扰抑制收/发器架构下的自干扰抑制能力

新型的SBFD干扰抑制收/发器架构的同信道基站间的子带间CLI干扰能力见表9，对室外宏基站而言，新型的SBFD干扰抑制收/发器架构大约可提供107.8 dB防阻塞干扰抑制能力（空间传播损耗和射频子带滤波器）和152.8 dB总的干扰抑制能力（空间传播损耗、射频子带滤波器和基带数字信号处理），而对于室内微基站，大约可提供98.7 dB防阻塞干扰抑制能力和143.7 dB总的干扰抑制能力，宏基站和微基站都能满足同信道基站间的子带间CLI干扰抑制能力要求。

图8 新型的SBFD干扰抑制收/发器架构示意图

表9 新型的SBFD干扰抑制收/发器架构的同信道基站间的子带间CLI干扰能力

综上，本文提出的新型的SBFD干扰抑制收/发器架构可以满足室内微基站的自干扰抑制能力要求、基站间子带间CLI干扰抑制能力要求和室外宏基站的基站间子带间CLI干扰抑制能力要求，但不能满足室外宏基站的自干扰抑制能力要求。即在室内微基站场景中，本文所提出的新型的SBFD干扰抑制收/发器架构在技术上是可行的。

2）样机验证

本节通过样机验证基站侧SBFD制式带来的时延降低性能。例如一部分带宽配置为4:1，另外一部分带宽配置1:4，用以实现降低终端的业务时延。

基站侧组网及参数如下：场地面积为2 000 m2，pRRU采用16个头端，头端间隔为12 m × 12 m，时隙配比为2:3或4:1，特殊子帧为6:4:4，头端pRRU（pico remote radio unit）挂高9.7 m。网络部署和pRRU头端部署如图9所示。

5G工业以太网总线测试仪可以模拟PLC（programmable logical controller）/I/O（input & output）设备在4 ms内发送和接收数据包，并可以统计PLC到I/O或I/O到PLC的时延。此外，还可以对链路的可靠性进行统计分析。具体样机验证如图10所示。

在样机测试中，发包长度为64 byte，发包周期为4 ms，协议采用PROFInet。测试结果通过SBFD组网最终可以达到4 ms时延。具体测试结果如图11所示。

通过图11可以看到，通过实际测试发现如果不使用子带双工技术，采用4:1配比情况下在满足99.99%～99.999%的情况下，时延在8 ms量级，而引入子带双工后在满足99.999%可靠性的前提下，时延可以做到4 ms，SBFD技术的引入空口时延得到降低。

在基站侧SBFD组网场景中，主要受基站侧的SI和同信道基站间的子带间CLI干扰。为了有效抑制上述干扰，SBFD基站可以采用收/发分离的天线面板，并且在收/发链路中采用子带射频滤波器。通过链路预算可以看出，至少在室内微基站场景中，本文所提出的新型的SBFD干扰抑制收/发器能够满足子带间CLI干扰的防阻塞干扰抑制要求和总的干扰抑制要求，保证残余干扰信号功率低于基站噪底7 dB以上（折合接收机灵敏度恶化量小于0.8 dB），这使得SBFD系统可以提供期望的性能增益，包括增强上行覆盖能力、提升上行吞吐量和降低用户空口延时等。

图9 网络部署和pRRU头端部署

图11 测试结果：实时时延和统计时延CDF

3 结束语

为了使能TDD宏微异时隙组网方式，满足运营商的短期部署需求，本文提出了多种基站间CLI干扰抑制算法（如静默资源测量干扰、IRC接收机抑制干扰等）。链路预算、仿真评估和样机验证显示，本文提出的干扰抑制方案可有效抑制宏基站对微基站的CLI干扰，确保宏微异配比可以提供期望的上行容量。

为了迎合万物智联和工业互联网对低时延和大上行吞吐量同时提出的更高要求，满足运营商的中长期部署需求，本文详细分析了基站侧子带不重叠全双工（SBFD）制式的潜在部署场景和典型干扰特征，并且提出了一种包括收/发分离的高隔离天线面板和子带射频滤波器在内的新型的SBFD干扰抑制收/发器架构。链路预算显示该架构至少能够在室内微基站场景中满足全双工干扰抑制能力要求，有望获得增强上行覆盖能力，提升上行吞吐量和降低用户空口时延等性能增益。本文进一步通过原型样机验证了基站侧SBFD制式可以显著降低用户空口时延，满足工业互联网的低时延能力要求。

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Study on evolution of NR duplex operation

KE Ting1, SONG Xinghua2, WANG Fei1, GUO Zhiheng2, YANG Tuo1,GUO Chunxia1, HAN Chengcheng2, LIU Yunfeng2, LI Zhenyu2

1. China Mobile Research Institute, Beijing 100053, China 2. Beijing Huawei Digital Technologies Co., Ltd., Beijing 100085, China

Subband non-overlapping full duplex (SBFD) at gNB side within a conventional TDD band was considered as a key feature of 5G-Advanced to fulfill the challenging requirements of low latency and high uplink throughput emerging in vertical industry and industrial internet. Meanwhile, gNB-to-gNB cross-link interference handling needed to be enhanced to enable different TDD configurations for both public network (Macro) and vertical network (Micro) applied in the same frequency band. With a thorough analysis on the interference characteristic in the potential deployment scenarios for both different TDD configurations and subband non-overlapping full duplex, various feasible interference handling schemes to fulfill the challenging deployment requirements for vertical industry and industrial internet were presented, and the feasibility of above duplex enhancement schemes was checked via link budget, simulation and proof-of-concept prototype.

duplex evolution, subband non-overlapping full duplex, different TDD frame structure in the same frequency band, SBFD

TP393

A

10.11959/j.issn.1000－0801.2022050

2022−01−10；

2022−03−15

柯颋（1982− ），男，博士，中国移动通信有限公司研究院高级工程师，主要从事5G物理层标准研究等工作。

宋兴华（1982− ），男，博士，现就职于北京华为数字技术有限公司，主要从事5G物理层标准技术、接入回传一体化、NTN等工作。

王飞（1986− ），男，现就职于中国移动通信有限公司研究院，主要从事5G物理层标准研究等工作。

郭志恒（1979−），男，博士，现就职于北京华为数字技术有限公司，主要从事5G物理层标准技术研究等工作。

杨拓（1992− ），男，中国移动通信有限公司研究院工程师，主要从事5G物理层标准研究等工作。

郭春霞（1991− ），女，中国移动通信有限公司研究院工程师，主要从事5G射频标准研究方向以及频谱策略研究等工作。

韩成成（1992− ），男，北京华为数字技术有限公司高级工程师，主要从事5G物理层标准技术和双工技术研究等工作。

刘云峰（1992− ），男，博士，北京华为数字技术有限公司高级工程师，主要从事5G物理层标准技术和双工技术研究等工作。

李振宇（1983− ），男，现就职于北京华为数字技术有限公司，主要从事非授权/局部授权频谱技术、5G行业应用系统技术研究等。