超宽带高功率高增益放大器芯片设计

邬海峰，王测天，胡柳林，林倩

（1.成都嘉纳海威科技有限责任公司，四川 成都 610220；2.青海民族大学，青海 西宁 810007）

0 引 言

随着超宽带射频微波通信技术的发展，诸如电子战、搜救软件无线电、雷达和软件无线电链接网等系统迫切地需要超宽带射频功率放大器芯片。因此，学术界和工业界开展了大量的研究，用来开发形式各样的超宽带功率放大器芯片，比如采用分布式结构、非福斯特匹配结构、电抗式结构、平衡结构、反馈式结构和推挽式结构等。在此类结构钟，分布式结构，亦可称为行波式放大结构，由于其卓越的宽带特性和良好的输入输出驻波匹配特性的优势，被广泛地用于单片微波集成电路（MMIC）的设计中。但是，该结构也存在一些缺点，诸如增益偏低和效率偏低的问题，以及芯片面积较大导致的成本较高问题，也困扰着MMIC 产品开发。

为了解决上述问题，一些基于MMIC 芯片的新型的设计结构应运而生，比如采用非均匀分布式放大结构可以改善输出功率和效率，分布式驱动分布式结构可以提升功率增益，双路分布电流合成式匹配结构可以提升输出功率等。同理，许多管胞设计结构也被用于改善分布式放大器的性能，比如采用级联管胞、共源共栅（或共射共基）管胞、双栅晶体管管胞。近年来，为了进一步提升放大器频带和输出功率，基于堆叠晶体管管胞的分布式放大器被广泛地研究和改进，但是现有这些芯片频段均无法覆盖基频信号频段。为了解决上述问题，本文介绍了一种基于HEMT 工艺设计加工的高增益、高功率宽带单片微波集成电路功率放大器芯片。该芯片采用六个三堆叠式晶体管放大管胞构成非均匀分布式放大器结构，可以获得高增益和高功率输出能力。本电路采用一个改进型RC 匹配网络和一个新型栅极偏置电路来实现宽带反射信号的吸收和宽带的输入匹配。当采用两个0.22 μH的锥形电感作为偏置扼流圈时，这个放大器的芯片可以向下拓展到1 MHz 并且具备21 dB 增益。在0.1 ～20 GHz 的超宽带频率范围内，该放大器芯片的增益为19±1.5 dB，功率输出能力为38 dBm。芯片尺寸为2×3.1 mm。

1 原理分析

功率放大器设计频率带宽为DC-20 GHz。由于受到输出匹配结构、寄生参数和晶体管放大系数滚降特性等的影响，利用功率晶体管进行宽带甚至超宽带放大器的设计难度较大。尤其受到晶体管增益带宽积的限制，特定结构的宽带能力往往各有优劣。常见的宽带匹配放大结构较多，如基于多个管胞电流合成的分布式结构（也叫行波式结构）、基于特殊非福斯特特性进行寄生电容对消的匹配结构、基于电抗式匹配结构对消寄生电容的结构、基于平衡结构对消寄生参数影响的结构、基于反馈式结构抑制低频增益改善宽带增益的结构、基于推挽式实现电压电流波形互补抑制结构等。上述结构中，往往需要利用一定手段抑制晶体管的寄生电容对于放大器带宽的影响，但是这些抑制方法往往是需要牺牲一定射频指标的，如插损和驻波等，并且其带宽仍然受到理论的限制；又如采用有耗匹配的方式，如直接串联或者并联电阻的方式，可以在利用很小的芯片面积的时候实现很宽的带宽，并且稳定性较好，但是这种方法对于效率的恶化较大，并且还会恶化电路噪声。上述结构中采用补偿或对消的方式，亦可以一定程度上改善宽带特性，如非福斯特匹配、平衡或者推挽模式，但是他们适合实现宽带放大器，而非超宽带，如本文DC-20 GHz 频段则不适用。因此，在所有超宽带放大器的设计方法中，分布式放大器一直是覆盖一个以上倍频程的有效解决方案。分布式放大器将晶体管的输出或输入寄生电容等效为输出或者输入人工传输线网络的一部分，因此也就无须抵消或者抑制其对于电路特性的影响，因此放大器的宽带能力直接取决于所选取放大器管胞的能力，并且可以从一个很低的频段起开始工作。在多级放大器结构中，若每级FET 放大器跨导为g，则无耗情况下N 级分布放大器增益为G=g·Z·Z·N/4。

功率放大器设计中，最重要的指标莫过于输出功率、功率增益和效率。在实际设计中往往采用负载牵引和源牵引的方式寻找最佳阻抗匹配点。但是，这对于分布式放大器是不适用的。因为收到结构的影响，如果在输入或者输出人工传输线网络中加入阻抗调谐单元，往往会破坏超宽带特性，因此分布式放大器对于该最佳阻抗匹配的调谐能力比较有限，因此就需要在放大器设计或者管胞设计上寻找出路。在放大器设计中，为了提高放大器的效率，往往将输出人工传输线网络的反向50欧姆吸收负载移除，但是移除后可实现高效率，却无法实现DC 附近频率的放大，因此本方案采用改进的RLC非50 欧姆的吸收负载，在低频处可以保证放大器有良好的驻波和增益，同时不会恶化高频特性。在管胞设计上，由于采用堆叠晶体管作为管胞，因此其输出寄生电容为正常共源放大器的三分之一，因此可以显著提高其宽带和增益特性。

2 设计分析

综上所述，结合分布式放大器结构的宽带和堆叠结构的高阻抗高功率的优点，本文选用分布式三堆叠放大器来实现功放芯片设计，原理图如图1所示。当采用理想共源放大器管胞时，分布式放大器通过增加节数能够获得更高的增益和输出功率。但实际中，放大器工作频率和使用的节数受到FET 寄生参数和栅、漏极线的损耗的限制，存在一个最佳的节数，往往不超过10 节，该结构在很宽的频段内提高较好的增益和输出功率指标。同理，本文为了满足输出功率38 dBm 和频带DC-20 GH 的需求，选用6 节放大的结构，每接放大器的管胞采用三堆叠放大器结构实现。其中三个晶体管T1 至T3 采用漏极级联源极的方式顺次堆叠，其最佳阻抗绝对值为典型共源放大器三倍。栅极对地电容C用于调节堆叠级间晶体管的阻抗匹配特性，R用于实现直流馈电并适当改善堆叠晶体管的全频段的稳定性。

图1 超宽带功率放大器电路原理图及三个晶体管堆叠结构

由于设计中采用新颖的三管芯堆叠结构，该结构具有高增益、高功率、高输出阻抗和高隔离等优点，该结构在提高放大器带宽的同时可将放大器增益做得更高。此外，漏极和源极电压可以提高到单个管芯的3 倍，电压摆幅更大，输出功率更高的同时，占用非常小的芯片面积。堆叠管芯的输出寄生电容是典型共源放大器的三分之一，有助于改善分布式放大器的带宽，这也是本设计采用6 节分布式放大结构就实现DC-20 GHz 的超宽带匹配的原因。本电路采用一个R、C和C构成的改进型RC 匹配网络和一个由R构成的新型分布式栅极偏置电路来实现宽带反射信号的吸收和宽带的输入匹配。同时由于寄生衬底电容的影响，三堆叠晶体管的输出匹配设计中，最佳功率增益匹配和共轭匹配之间的差距，在频率较高的时候，比共源放大器的差距更大，因此其高频指标是设计的难点问题。为了改善这个问题，本电路采用了非分布式结构，即第一至第六三堆叠晶体管的尺寸是从大到小分布的，这样既可以抑制高频寄生参数，又可以实现功率的良好匹配。

功率放大器都有最大的工作结温，超过该温度就会影响器件电气性能，恶化稳定性甚至大幅缩短工作寿命。因此功率芯片设计时必须考虑热阻问题以消除器件产生的过热。功率放大器的热设计包括两个层面：有源器件和放大器组件。目前提高HEMT 热稳定性的途径主要有合理设计射指间距和尺寸等。本设计在合理优化晶体管尺寸的同时优化热分布设计。在整体版图设计上，还需最优设计背孔数量及位置、单元间距及分布、对称性等。射频和微波功率放大器通常工作在极限的电压和电流的条件下，大的功率耗散让它成为电子系统中失效率最高的器件。因此设计一款在严苛环境下长时间稳定运行的功率放大器难度较大。同理本电路采用了非分布式结构，栅指从大到小分布，可以一定程度上缓解分布式放大器的反射功率对于热分布的影响，从而改善热稳定性。

3 性能分析

在28 V 漏极供电，-1.1 V 栅极供电时，该放大器芯片的增益、输入输出回波损耗曲线如图2所示。在0.1-20 GHz工作频段内，放大器增益大于17 dB，带内增益平坦度小于±1.5 dB。输入、输出回波损耗分别小于15 dB 和14 dB。为了能满足如图中的超低频的阻抗匹配，必须将图1所示的均衡电容C和C放到芯片外部通过打金线方式匹配，如图3所示。如图4所示为大信号的指标特性，在工作频段内饱和输出功率约为38 dBm，1 dB 压缩点的输出功率优于32 dBm，饱和效率PAE 大于27%，同时饱和工作电流低于0.9 A。其中，由于超宽带匹配结构无法在每个频点满足最佳功率和线性度匹配，因此效率和电流曲线等出现较大的波动。该超宽带功率放大器的设计基于的HEMT 工艺。经过加工流片，如图3所示为该放大器芯片的照片，芯片的尺寸大小为2×3.1 mm，其厚度为100 μm。芯片的射频输入和输出端口均使用了间距为150 μm的G-S-G焊盘。当采用两个0.22 μH 的锥形电感作为偏置扼流圈时，这个放大器的芯片可以向下拓展到1 MHz 并且具备22 dB 的增益。同时需要在供电电源部分加入100 pF、1 uF 和10 uF 的旁路电容保证全频带的稳定性。

图2 小信号特性

图3 超宽带功率放大器芯片实物照片

图4 大信号特性

4 结 论

本论文基于HEMT 工艺介绍了一款DC-20 GHz 超宽带功率放大器。该放大器基于共源共栅结构，使用了六个三堆叠式晶体管放大管胞构成非均匀分布式放大器结构以获得超宽带工作性能。该放大器芯片在0.1～20 GHz 的超宽带频率范围内，该芯片增益为19±1.5 dB，功率输出能力为38 dBm，可以满足通信射频电路对超宽带放大器的应用需求。