城市轨道交通多端口双向能源路由器及其关键技术

苏亮亮，荣智林，陈 涛，周振邦，罗文广，刘华东

（中车株洲电力机车研究所有限公司，湖南 株洲 412001）

0 引言

能源互联网是能源技术与互联网信息技术相结合的产物，其能提高可再生能源渗透率，实现多能源互补和新能源高效利用，助力能源系统的绿色变革，从而逐步减小人类对化石能源的依赖[1-2]。能源路由器为能源互联网技术在城市轨道交通（简称“城轨”）供电系统中的应用探索，许多国内外学者对能源路由器进行了深入研究。2010年，美国北卡罗来纳州立大学FREEDM系统中心研究人员提出了第一代二电平固态变压器（solid state transformer，SST）结构，其输入侧为单相7.2 kV中压交流配电网，输出侧为单相AC 240 V、AC 120 V及DC 400 V；近期，该中心又推出了高压15 kV第二代SiC SST，使系统体积大幅度缩小[3-4]。2011年，欧洲UNIFLEX-PM项目组提出一种背靠背多电平变流器拓扑，其输入为单相AC 3.3 kV，输出为单相AC 3.3 kV和AC 415 V[5]。2014年，瑞士苏黎世联邦理工学院（ETH Zurich）为智能电网设计了一种1 MVA固态变压器，其整流和DC-DC环节均采用NPC三电平结构，输出为DC 400 V，开关频率为20 kHz，提高了输入侧的耐压值，减少了模块数量[6]。

城轨本身已具有成熟的电力配套技术，但是针对城轨供电系统能源路由器的研究文献较少，且大多数停留在方案设计和仿真阶段，与实际应用还有一定距离[7]。本文提出一种连接交流供电网、牵引直流供电网、动力照明配电网以及新能源发电和储能系统的多端口双向能源路由器设计方案，其通过双向高频化技术实现各个端口互联，在保证效率的前提下实现装置的减重和体积的缩小，提升了系统的功率密度，便于实现对既有站房的改造和新线的集成。本文介绍了其高频化拓扑设计与变压器偏磁抑制等关键技术，并给出实验结果。

1 多端口能源路由器系统拓扑结构及性能特点

本文所提出的多端口能源路由器系统如图1所示，其分为AC400V和AC1180V两个支路，每个支路均由1组三相PWM变换器和1组高频隔离型DC-DC变换器组成。AC400V支路中包含DC900V端口，为方便接入储能设备和分布式光伏系统，该支路各个端口电压均需可控，故AC400V支路采用DAB（dual active bridge）全控高频拓扑。AC1180V支路接收大部分地铁车辆制动回馈能量，其采用效率更高的LLC谐振拓扑。大功率LLC拓扑一般工作于固定频率直流变压器模式，起到稳定输出电压、实现电气隔离和功率传输的作用。高频变压器（HFT）变比确定后，其输出电压由输入电压、变比及开关频率决定，且基本保持不变。

图1 城市轨道交通能源路由器系统框图Fig.1 Block diagram of urban rail transit energy router system

该能源路由器能够有效连接城市轨道交通的电力配套设备和供电系统。如：AC400V端口连接城轨车站用于动力、照明和环控的交流电网；AC1180V端口与直流牵引变电所共用前端整流变压器二次侧绕组；DC900V端口与储能电池连接，负责直流牵引网的功率削峰填谷；DC1800V端口连接直流牵引网，其还可挂接光伏、储能等分布式发电设备，统一参与直流牵引网的功率潮流调度及调控。通过合理调度和精确能量调控，该能源路由器可实现各个端口能量的高效利用及能源利用的最优化。

城市轨道交通能源路由器多端口能量流示意如图1所示。上行列车到站时，牵引逆变器进行再生制动，引起直流牵引网电压抬升。再生制动能量优先由站旁下行其他车辆利用；其次由轨旁超级电容器和DC900V储能电池存储；多余能量由调度系统通过AC1180V支路和整流变压器输送至AC35kV中压电网，供本站点其他负荷或其他站点消纳；仍剩余的能量经过AC400V支路输送至站场，由照明、动力和空调等供配电负荷消纳。此外，可通过站场可再生能源提供列车牵引功率。

2 多端口能源路由器关键技术

多端口能源路由器的技术基础是高频隔离的电力电子变压器技术，双向高频拓扑（DAB和LLC）谐振腔参数设计以及高频变压器磁饱和抑制是其中两项关键技术。谐振腔参数设计需要考虑全工况、全功率段的软开关实现，在有限尺寸下降低高频变压器设计难度，以及实现系统效率最优。传统的磁饱和抑制方案为在高频变压器一、二次侧间增加隔直电容器，这样会降低系统功率密度并带来额外损耗。本文选择软件控制磁饱和抑制，无需新增硬件，可实现系统低成本和高效率。

2.1 高频化拓扑参数设计

本城市轨道交通能源路由器AC400V支路的隔离型DC-DC部分采用两组DAB变换器构成串入并出（input-series output-parallel，ISOP）架构，AC1180V支路隔离型DC-DC部分采用LLC谐振拓扑，两者均具备双向运行特性，但具有不同的特点和控制方式。如：

（1）软开关特性。DAB变换器可实现输入和输出侧零电压开关（zero voltage switch，ZVS）；LLC变换器实现输入侧ZVS，输出侧零电流开关（zero current switch，ZCS）。

（2）谐振腔。DAB变换器仅需一个谐振电感即可；LLC谐振变换器对高频变压器漏感和励磁电感均有一定要求。

（3）控制方式。DAB变换器通常采用移相控制，包含单移相、双移相和多移相等，控制灵活；LLC谐振变换器一般采用直流变压器模式，调频或定频控制运行。

（4）效率。DAB变换器一般在峰值电流处关断，关断损耗很大，系统效率偏低，但可通过与SiC器件配合，利用SiC MOSFET的快速开关性能提升效率；LLC谐振变换器可实现谐振软开关，关断电流被控制在较低水平，可实现较高效率。

2.1.1 双有源全桥DAB参数设计

DAB变换器拓扑及其等效电路如图2所示。

图2 DAB变换器拓扑及其等效电路Fig.2 DAB converter topology and its equivalent circuit

高频变压器一、二次侧变换器均为二电平H桥结构，其通过高频变压器一次侧和二次侧输出电压的移相实现电压控制和功率传输，同时进行输入输出的电气隔离。要实现系统的高效率，需仔细评估各种极端工况下的变换器软开关特性，合理设计高频变压器漏感和外置电感参数，使一、二次侧变换器所有器件实现ZVS软开关。

DAB的输出电压和电流波形如图3所示。令开关管动作时的高频变压器漏感电流为I1和I2，根据两段时间内电压方程计算可得

图3 DAB输出电压及电流波形Fig.3 DAB output voltage and current waveforms

式中：V1——输入直流电压；V2——输出直流电压；Ll——变压器漏感；d——移相比；n——变压器变比；T——开关周期。

依据DAB电流波形，可计算输出电流平均值：

图 3中，Vin、Vo、VL、iL分别为高频变压器输入电压、输出电压、变压器漏感两端电压和漏感电流。

为了拓宽系统ZVS的实现范围，Ll和d取值越大越好，但最大移相比dmax通常被限定在0.4左右，以满足系统输出功率Po和移相比d间良好线性度的要求，由此可得电感计算公式：

为了提高满载时系统的工作效率，移相比d应越小越好。根据系统ZVS限定条件，可计算得到最小移相比dzvs：

式中：Coss——器件等效输出电容；M——电压增益，。

则电感的计算公式为

根据式（3）和式（5），可计算电感值的上、下限。以不影响软开关条件下电流应力最优为原则，综合极端工况下的电流峰值和稳态运行下的高频电流平均值，通过仿真分析微调理论计算值，即可获得满足所有工况的变压器漏感。

2.1.2 LLC参数设计

城市轨道交通能源路由器AC1180V支路的隔离型DC-DC变换器采用LLC谐振模式，可实现高频变压器一次侧器件的ZVS和二次侧器件的ZCS，其具体电路拓扑如图4所示。

图4 LLC谐振变换器拓扑Fig.4 Topology of LLC resonant converter

LLC谐振变换器的谐振电感和并联电感一般会集成在高频变压器内部。一、二次侧变换器若要实现软开关，则需保证死区时间内开关管杂散电容完全充放电，且谐振电流不能反向。由此可得

式中：Tr——谐振周期；Lm——励磁电感；tdead——死区时间。

变压器的励磁电流峰值Immax等于关断电流Ioff：

式中：fsw——开关频率。

根据系统的效率设定相应关断电流，再根据不同k（k=Lm/Lr）值下的LLC增益曲线确定谐振电感，则谐振电容为

式中：Cr——谐振电容；ωr——谐振角频率；Lr——谐振电感；fr——谐振频率。

2.2 高频变压器磁饱和抑制

高频变压器的输入、输出电压为高频方波或不规则的电压波形，电压的微小不对称极易导致高频变压器的磁饱和。通过优化高频变压器结构，可在一定程度上改善磁饱和状态，但会增加变压器的体积、损耗和制造难度。若通过控制手段使得施加到高频变压器一、二次侧的电压动态对称，则可解决高频变压器的偏磁问题，进而改善磁饱和状态。

2.2.1 直流偏磁基本原理

考虑直流分量的DAB等效模型如图5所示。高频变压器两侧等效串联电阻为Rp和Rs，对一次侧绕组施加方波电压，Tp1时间内开关管T1和T4导通、T2和T3截止，一次侧绕组承受正向电压V1；Tp2时间内开关管T2和T3导通、T1和T4截止，一次侧绕组承受反向电压V1。由此可得一次侧绕组的正、反向磁通变化量：

图5 考虑直流励磁的双有源桥等效模型Fig.5 Equivalent model of dual active bridge considering DC excitation

同理，二次侧绕组的正、反向磁通变化量为

式中：Vds1～Vds8——一、二次侧变换器开关管的导通压降；Tp1和Tp2——一次侧变换器输出电压的正、负半波时间；Tp3和Tp4——二次侧变换器输出电压的正、负半波时间。

如果开关管的导通压降一致（即Vds1=Vds2=...=Vds8）、导通时间一致（Tp1=Tp2=Tp3=Tp4），则正、负磁通相互抵消，磁芯工作磁滞曲线关于原点对称，不会产生偏磁。实际应用中，开关管特性参数、通态压降及开关速度均会有一定差异，控制脉宽的变化及驱动信号的传输延时均会导致输出电压正、负半波不相等，进而导致电压的正、负幅值不同或正、负脉冲宽度不等，变压器的正、负两个方向的伏-秒积不再相等，磁化曲线偏离，直至磁芯饱和。

将上述直流分量等效为两个直流电压源Uab_dc和Ucd_dc，稳态时的励磁电流直流分量为

该直流分量产生的磁通密度为

式中：Np——线圈匝数；μ0——真空磁导率；μr——磁芯相对磁导率；lm——磁芯长度。

为了提高高频变压器效率，其绕组内阻Rp和Rs会被做得很小。由式（12）可知，即使很小的直流分量，也会在变压器磁芯中产生很大磁通密度，进入饱和区后，易造成电流尖峰、增加设备损耗。在设计高频变压器时，其磁芯通常会进行切割并预留一定的气隙，但在直流偏磁较大情况下，采用该方法还是无法完全避免磁饱和问题[8-9]。

2.2.2 磁饱和抑制策略

磁饱和抑制可通过硬件和软件方法来实现。虽然在高频变压器和变换器间增加隔直电容器可消除偏磁，但会增加系统体积，且会带来额外的发热，增加新的故障点，降低系统可靠性。本文通过软件方法进行偏磁抑制，其原理如下：通过调整施加到高频变压器正、负半波的励磁时长，使正、负方向的电压伏-秒积相等，进而达到抑制磁饱和的目的。

一、二次侧变换器输出电压不对称均会导致变压器磁饱和，单独控制一侧变换器无法达到完全消除磁饱和的目的。为此，系统分别对一、二次侧的高频电流进行采集，采用移动窗多次采样平滑积分方法对一小段时间内的直流分量进行提取，对一、二次侧变换器分别施加闭环控制，对称调整一、二次侧变换器的正、负半波输出电压宽度，动态调节闭环控制系统中的一、二次侧电流的直流分量，实现正、负半波的高频变压器伏-秒积平衡，即消除直流偏磁。融合了两组DAB ISOP架构的均压、移相控制及磁饱和抑制的整体控制原理如图6所示。其具体控制过程如下：首先，通过采样积分对高频变压器一、二次侧高频电流提取直流分量；其次，对一、二次侧直流分量分别进行闭环控制，生成相应的占空比微调量；最后，在整体DAB功率移相控制的基础上叠加上述微调量，以实现一、二次侧电流的偏磁抑制。

图6 两组DAB ISOP架构DC-DC控制框图Fig.6 Control block diagram of the DC-DC convertor with two sets of DAB ISOP architecture

3 实验验证

针对该城市轨道交通能源路由器的性能实验，按照先单个支路实验验证基本功能、后2个支路联调验证整机功能的思路进行。单个支路实验主要验证额定及过载工况下的软开关特性、参数设计的合理性、磁饱和抑制算法的有效性等项点；2个支路联调及整机实验主要验证多个端口的双向能量路由、与整流器并联运行的系统稳定性等项点。

3.1 实验样机

实验用城轨供电能源路由器样机的额定持续功率为400 kW，间歇运行功率为700 kW。样机DAB变换器采用基于1 700V/300A规格SiC MOSFET的两电平全桥结构，LLC谐振变换器采用基于3 300V/450 A规格IGBT的两电平全桥结构，AC400V及AC1180V网侧端口采用PWM整流器实现能量双向传输。实验电路拓扑见图7，系统及主电路参数如表1所示。

图7 多端口能源路由器试验系统Fig.7 Experimental system block diagram of energy router

表1 系统及主电路参数Tab.1 System and main circuit parameters

3.2 软开关实验

对所设计的高频变压器参数进行实验验证，AC400V及AC1180V支路在200 kW额定牵引功率下的开关管实验波形如图8所示。

图8 软开关实验波形Fig.8 Soft switch experimental waveforms

由图8可知，牵引工况下，LLC一次侧变换器器件在管压降为0时开通，实现了零电压开通，其二次侧变换器器件在二极管电流较小时关断，实现了零电流关断；DAB一、二次侧变换器在满载200 kW牵引工况下均能实现零电压开通。

3.3 磁饱和抑制实验

试验中，DAB一、二次侧两电平H桥变换器开关管的脉冲宽度存在偏差，该偏差主要由控制回路的硬件延时、脉冲的边沿抖动及驱动信号的延时造成，这将导致DAB电流尖峰[图9（a）]、增大器件及高频变压器损耗，严重时引发过流或器件故障。

图9 磁饱和抑制实验波形Fig.9 Magnetic saturation suppression experimental waveforms

按照第2.2节所示磁饱和抑制策略提取DAB高频电流的直流分量，分别对一、二次侧的直流偏磁进行闭环控制，独立调节各自的占空比可实现一、二次侧磁饱和解耦，消除因变压器磁饱和带来的电流尖峰，将饱和尖峰电流由65 A降低至5 A以内[图9（b）]，降低了92.3%。通过对该控制策略下整体变流器全功率段各种工况下的运行特性进行考核，验证了所提方法的有效性。

3.4 各端口能量路由实验

各端口能量路由实验是在图7所示试验系统基础上，在直流侧接入一陪试网侧变流器，实现能源路由器与陪试柜在牵引和回馈工况下的对拖试验。图10为AC400V和AC1180V支路DC-DC变换器的能量分配实测电压、电流曲线。按照功率电压协调的主从-下垂控制策略，由AC400V支路作为主站稳定直流电压，AC1180V支路作为从站，两者之间做下垂协调控制，按照能量管理系统调度要求实现各个支路的功率分配，系统运行稳定正常。

图10 各端口能量路由实验波形Fig.10 Port energy routing experimental waveforms

3.5 整流器并联运行实验

整流器并联运行试验主要验证AC1180V支路在牵引和回馈工况下与整流器无内部环流。由图11可知，整个系统空载运行、AC1180V支路270 kW牵引和回馈工况下，二极管整流器的电流有效值分别为1.82 A、5.18 A和4.56 A；由能源路由器AC1180V支路传递能量，其波形中的高频毛刺分量在整流器投入前后基本无变化，主要由探头或测量系统引入。通过设置合理的运行电压，可实现能源路由器与整流器并联稳定运行（一般需设置运行电压高于整流器输出电压才能不引起二极管与能源路由器之间的环流），确保两者之间无功率环流产生。

图11 整流器并联运行实验波形Fig.11 Experimental waveforms of the diode rectifiers with parallel operating

4 结语

针对城市轨道交通单向供电的特点，本文提出一种适用于既有站房供电、用电设备及分布式发电单元的能量可自由多端口双向交互的能源路由器，并通过电力电子高频化技术提升整体系统的功率密度和集成度。本研究得出以下结论：

（1）通过对AC400V及AC1180V支路的高频化拓扑设计及高频变压器参数选择，使LLC和DAB变换器的软开关，减小了开关器件损耗，进一步提升了系统效率；

（2）采用高频变压器一、二次侧变换器分别控制的磁饱和抑制方法，可实现一、二次侧磁饱和解耦；

（3）通过结合现有直流电网系统电压控制方法，将主从控制和下垂控制相结合，使两者的优势互补，实现系统电压的稳定控制以及各个端口间的能量分配，且在多台能源路由器并联运行下，更能体现本控制策略的优越性。

未来，城市轨道交通供电系统的发展方向为通过变流器和高频变压器取代前端整流变压器和既有供配电系统。因此，开发高压直挂35 kV中压交流电网的能源路由器，使分布式能源（光伏、风电等）、储能设备、充电设备、牵引供电系统、直流空调和直流变频电梯等多种负荷的互联互通，形成不同电压等级的直流微网，实现各个端口的区域自治，便于形成统一调度调控的城市轨道交通能源互联网。为此，需针对电压不匹配时的DAB多移相效率优化提升技术、多个LLC支路并联扩容的均流、多台能源路由器的集群控制和能量调度算法等进行深入研究。