大功率音圈电机数字闭环控制的温度补偿方法

李学文，吕勇，刘力双，王艳林

(北京信息科技大学 仪器科学与光电工程学院，北京 100192)

0 引言

音圈电机是一种特殊形式的直流驱动电机，具有高速度、高加速度、快速响应等优良性能，在精确指向、激光通信、像移补偿等领域，常被用作精密电流驱动元件[1]。在航空航天领域，为实现精确的定位指向，对音圈电机驱动电路的控制精度和稳定性提出了更高的要求。为了保证电流控制的准确性，闭环控制系统中的反馈环节至关重要，对电流采集电路的精度要求更高。

国内外学者对精密电流的驱动控制进行了很多研究。郑琦琦等[2]分析了电磁干扰对电机驱动系统的影响，通过实验得出了一种电磁干扰更小的电机驱动控制策略。程涛等[3]对脉冲宽度调制(pulse width modulation，PWM)过程中的死区效应进行了分析，提出一种空间矢量脉宽调制(space vector pulse width modulation，SVPWM)逆变器死区效应的时间补偿方法，进一步提高了电机的电流控制精度。为适应大电流的工作条件，Dudzik[4]提出了一种两级电流源概念，Wang等[5]在此基础上提出了一种基于双闭环的双极性电流源，具有0.1%的高稳定性能以及±2 A的输出范围，然而其负载较小，无法应用于大功率情况。为降低取样电阻在大功率情况下的负载效应，张钟华等[6]提出了一种精密电阻的实现方法，通过多个小型电阻并联的方式，降低其负载系数，使其阻值变化量达到10-9量级。潘仙林[7]对四线制高精密电阻的时间常数测量进行了深入研究，对电阻的相角偏差进行了测量，测试结果表明频率达到200 kHz时，其相角偏差的不确定度小于100 μrad。

在大功率工作环境下，音圈电机控制系统的电流控制精度受取样电阻的温漂影响较大，目前还没有很好的解决方案。本文研究了大功率音圈电机数字闭环控制的温度补偿方法，用于抑制大功率情况下温度漂移对电流控制精度的影响。通过引入温度补偿电路，实时检测取样电阻的温度变化，对输出电流进行修正补偿，达到输出稳定电流的目的。

1 方法介绍

1.1 音圈电机

音圈电机通常由线圈、磁轭和永磁铁构成，其工作原理为通电线圈在磁场受到电磁力作用沿磁场法线方向运动，电磁力的大小与电流大小成正比，可以通过控制驱动电流的大小和方向，实现电机出力的大小和方向控制。

根据安培定律，音圈电机的电磁力F为

F=BIL=NBILi

(1)

式中：N为线圈匝数；B为永磁体的磁感应强度；I为线圈中电流的大小；L为磁场范围内线圈的总长度；Li为磁场范围内每一匝线圈的长度。可见音圈电机的出力与输入电流的大小成正比。输入电流的精度直接影响到电机出力的稳定性，从而间接影响到控制对象的速度、加速度和位移，影响到其动态性能。目前大功率音圈电机控制要求驱动电路能够输出0～3 A的电流，输出功率达到百瓦级别，同时输出精度达到0.1%。

1.2 闭环驱动控制

音圈电机的高精度电流控制采用位置环、速度环、电流环三环嵌套的闭环控制形式，其结构如图1所示。其中电流环为最内环，速度环为中间环，位置环为最外环，三环共同作用以达到准确可靠的控制效果[8]。

图1 三闭环控制系统结构

电流环反馈的控制效果对系统的控制精度起着至关重要的作用。其原理是利用取样电阻采集输出电流，将电流值反馈回电流处理环节，对输出电流进行实时修正，达到精确稳定输出的目的。

1.3 电流取样检测

在电流环反馈回路中，电流采集电路的测量精度直接影响电流环的控制效果。常见的电流测量方法有分流器法、法拉第电感器法、霍尔传感器法和法拉第磁光效应法。分流器法因其体积小、测量带宽高、理论精度上限高等优点，广泛应用于音圈电机高精度电流测量环境[9]。因此，本文采用分流器作为电流采集模块，通过精确测量取样电阻两端的电压U，根据欧姆定律算出流经取样电阻的电流I。

1.4 温度补偿

分流器法的测量精度取决于取样电阻的稳定性，取样电阻阻值随着温度的变化发生漂移，影响电流测量精度[10]。温度的影响主要来自于取样电阻的负载效应，即电阻温度会随着流经电流的大小发生变化，电流越大，电阻的温度越高，电阻的阻值越大。只有测量出阻值的实时变化，才能确保电流测量的准确性。

温度补偿电路的组成结构如图2所示。

图2 温度补偿电路

选用高精度双引脚温度传感器LMT01-Q1测量取样电阻的温度，为确保温度测量的准确性，将温度传感器用导热性良好的硅胶垫片贴在取样电阻上，最大限度地保证传感器检测的是取样电阻的温度变化。

所选取样电阻为四线制低温漂金属铂电阻，工作温度范围为25～40 ℃，取样电阻的阻值随温度变化的函数关系为R=f(t,As,Bs)。其中：t为取样电阻的温度值，可以通过温度传感器测量获得；As、Bs为温度系数，可以通过标定的方式求得。

引入温度补偿的闭环控制流程如图3所示。首先接收上位机发送的目标电流值Itarget，查表转换为AD值，记为IAD，读取实测电流值Im经过AD转换后的值，记为IAD0，读取温度传感器的温度值t，根据标定方程得出此时的电阻值Rt,Rt与上一次求得的阻值RL的比值即为温度补偿系数，对实测电流值的AD值进行修正，修正后IADt=IAD0×RL/Rt，计算IAD与IADt的偏差，送入PID控制器，输出驱动电压控制音圈电机，完成闭环控制。以目标电流值Itarget=50 mA为例，实测补偿数据如表1所示。

图3 引入温度补偿的闭环控制流程

表1 实测补偿数据(Itarget=50 mA)

2 实验及分析

2.1 电阻温度系数标定

通过测量取样电阻的电流—温度—阻值的对应关系，对取样电阻的温度系数As、Bs进行标定。取样电阻值为0.013 Ω,利用恒压源为电阻提供1 mV的恒定电压，用数字万用表34401A测量取样电阻的电流，用温度传感器测量取样电阻的温度值。根据取样电阻的实际工作温度，将标定温度范围设置为0～80 ℃。利用高低温实验箱进行温度控制，记录下温度传感器数值t，数字万用表电流值Im，通过欧姆定律计算出电阻值R，电阻随温度变化曲线如图4所示。

图4 电阻温度-电流-阻值标定曲线(恒压1mV)

其中，三角形标记线为电阻变化曲线，菱形标记线为电流变化曲线。从图中可以看出，随着温度变化，电阻的阻值呈现非线性变化。

采用最小二乘法对数据进行处理分析，得出电阻的温度漂移特性方程：

R=R0(1+Ast+Bst2)

(2)

式中：R0=0.013 06 Ω；As=2.656×10-4；Bs=-2.666×10-6。

在常温条件下，利用恒流源输出0～3 A的恒定电流，利用纳伏表测量取样电阻两端的电压U，用温度传感器记录取样电阻的温度t，用欧姆定律计算出电阻值R,取样电阻与温度变化曲线如图5所示。

图5 电阻温度-阻值变化曲线

从图5中可以看出，随着电流的增加，电阻的温度从室温24 ℃增长至41 ℃，电阻的阻值也随之增加，且电阻值增量与图4中20～40 ℃阻值增量一致，因此可以利用式(2)对电阻阻值进行实时修正，利用补偿算法确保电流输出稳定。

2.2 温度补偿测试

为验证温度补偿效果，采用32 位浮点微控制器单元TMS320F28377S作为系统的主控芯片，选用大功率运算放大器OPA549为电机提供驱动电压。电流采集部分采用内部增益较大的芯片，以提高采样精度。采用高精度温度传感器，对取样电阻的温度进行测量。用LabVIEW编写上位机控制软件，通过串口实现与驱动模块的通信，选用34401A数字万用表作为实际电流采集设备，在实验室条件下，搭建测试平台。由于环境温度对阻值的影响缓慢，温度影响主要来源于电阻自身的发热，可以忽略环境温度的影响。在0～3 A电流输出范围内选取10个典型电流值进行实验验证，对比温度补偿前后电流的绝对误差ΔI。其中绝对误差为多次测量取平均后的电流值与电流指令值的差值。

图6为温度补偿前后电流输出的对比图，图(a)左上角为1∶1 000局部放大图，图中方形标记线为温度补偿前的电流输出曲线，三角形标记线为温度补偿后的电流输出曲线。由于补偿前后绝对误差偏差较大，为便于观察变化趋势，在图(b)中将补偿前的绝对误差数据统一缩小10倍，和补偿后的数据设置在同一量程内。可以看出，经过温度补偿后，系统整体输出电流的精度得到了明显的提升，误差从最大20.1 mA降到1.65 mA，全工作范围内误差均保持在0.1%以内，实现了系统的高精度电流输出。

图6 温度补偿前后电流输出对比

为验证控制系统的稳定性，选取最大输出电流3 A作为验证对象，让系统长时间工作并记录下输出的电流值，观察电流稳定性。图7为实验测试结果，其中虚线为电流指令值3 000 mA，实线为±2 mA的偏差界限。经过温度补偿后，在输出3 A的情况下，经过90 min的测量，输出电流误差保持在±2 mA以内，且可以长时间保持很好的输出精度，确保了系统的稳定性。

图7 电流稳定性测试结果

3 结束语

为了解决大功率音圈电机驱动控制过程中，取样电阻温漂对电流控制精度的影响，研究了一种数字闭环控制的温度补偿方法。将此温度补偿方法应用于大功率音圈电机驱动控制系统当中。温度补偿前后，在输出电流为3A的情况下其最大输出误差从0.67%降到0.06%，全输出范围内误差均保持在0.1%以内，大幅度降低了电阻温漂对输出电流精度的影响，对于大功率音圈电机高精度电流控制具有一定的参考价值。