Buck-Boost变换器工作模式及控制策略的研究

张 婷，刘亚强，王祖良，张善文

（1.西京学院信息工程学院，西安 710123；2.北京安达维尔科技股份有限公司，北京 101300）

1 引 言

DC-DC开关变换器具有直流到直流变换、电源极性反转以及对输入电源的升降压等功能，作为电力电子中的重要组成部分，因其简单的电路拓扑结构、低成本等优势在可再生能源、电力等工业场合中得到普及。通常DC-DC变换器在满载时，工作于连续导电模式（CCM），当系统输出负载从满载变到空载的过程中，系统的工作模式将会发生相应的变化，可能为不连续导电模式（DCM）。由于Buck-Boost变换器市场需求量逐渐增大，Buck-Boost变换器的控制算法也成为一个研究热点。本文分析了Buck-Boost变换器的工作过程和其对应的工作模式，变换器工作在CCM时，可能工作在完全电感供能模式（CISM）或不完全电感供能模式（IISM），工作在DCM 时，只能工作在IISM。针对CCM-CISM和DCM-IISM分别提出了对应的控制策略，系统可自动判别电路的工作模式，并采取对应的控制策略，实现对输出电压的快速调节。

2 Buck-Boost变换器稳态控制策略

采样Buck-Boost变换器主电路如图1所示。

图1 Buck-Boost变换器主电路图Fig.1 Main circuit diagram of Buck-Boost converter

从公式（3）可以看出，开关频率f和输入电压U具有正比例关系。考虑到开关管的损耗问题，通常情况下，最大开关频率f在40kHz和150kHz之间，则有

式中：U——最大输入电压。输出纹波电压ΔU与负载电阻R和输入电压U之间满足

从公式（5）可以看出，ΔU和负载电阻R、输入电压U成反比例关系，则有

式中：ΔU——最大输出纹波电压；R——最小负载电阻；U——最小输入电压；μ——功率补偿因数。考虑受到电容器高频特性等的影响，μ可在2～4之间取值。

3 变换器暂态控制策略

Buck-Boost DC-DC变换器的负载发生变化，即工作在暂态时，此时如果继续采用公式（2）的控制策略，将导致电路工作过程和控制策略不一致的问题，即电路暂态工作过程还没有结束，控制策略就采用了稳态控制方法。因此，变换器工作在暂态时，需有一个过渡状态，过渡过程应同时考虑电感、电容充放电平衡，共同决定开关S的导通或关断时间，即暂态控制策略。

3.1 负载电流增加暂态分析

图2 负载电流增大电感电流波形Fig.2 Inductance current waveform when load current surges

负载电流增加时，暂态过程存在一个最大的电感电流，因此在计算参数时应考虑此因素，并采取对应的保护措施。

3.2 负载电流下降暂态分析

图3 CCM-CISM 负载电流减少电感电流波形Fig.3 Inductance current waveform when load current drops working in CCM-CISM

电感电流下降到最小值（最小值为0）时，电路工作在DCM-ICSM。当I＝I时，电容开始放电，提供负载能量。当输出电压U＝U时，开关导通，电容继续放电。电感电流波形如图4所示。

图4 DCM-ICSM 负载电流减小电感电流波形Fig.4 Inductance current waveform when load current drops working in DCM-CISM

从图4可以看出，暂态过程输出电压和电感电流共同决定开关动作，控制策略为

变换器负载产生变化时，电路进入暂态过程，此过程开关在导通与关断时，其斜率保持不变，但开关频率会发生变化，暂态时间至少为一个滞环电流控制周期，根据电路工作过程可以进行精确计算。

4 仿真结果

变换器设计参数：U＝24 V±6 V，U＝24 V，负载电阻R可取48Ω、60Ω和240Ω，负载电流在100 mA～500 mA之间变化，开关频率f＝100 kHz，取ΔI＝100 mA。根据公式（4）、（5）、（6）可得，L＞1320μH，C＞168μF。考虑在负载电流增大时存在最大电感电流，最终取设计参数为L＝2.2 mH，C＝300μF，μ＝2。在Simulink中仿真电路，验证不同模式下控制策略的效果。

4.1 稳态过程仿真结果

输入电压U＝28 V，负载电阻分别取48Ω和240Ω时的输出电压波形如图5所示。

图5 输出电压波形Fig.5 Output voltage waveforms

从图5可以看出，变换器负载分别为48Ω和240Ω时，输出电压均稳定在额定输出电压24 V，实现了降压稳压功能。当负载电阻为48Ω 时，输出纹波电压约为0.01 V，负载电阻为240Ω时，输出纹波电压约为0.002 V，负载电阻越大输出纹波电压越小，两者之间具有反比例关系，验证了理论的正确性。

4.2 暂态过程仿真结果

当输入电压U＝28 V，负载电阻由48Ω变化为240Ω和由240Ω变化到48Ω过程中，电感电流及输出电压变化过程如图6所示，图7（a）、7（b）分别为DCM-ISIM和CCM-CSIM下变换器的波形。

图6 RL 在240Ω 和48Ω之间切换时电感电流和输出电压波形Fig.6 Waveforms of inductance current and output voltage of RL when switching between 240Ω and 48Ω

图7 电感波形和输出电压波形Fig.7 Waveforms of inductance current and output voltage

从图6可以看出，变换器负载变化时，电感电流和输出电压同步进行调节，负载电阻由48Ω变化到240Ω产生上冲电压，由240Ω变化到48Ω产生下冲电压。负载电流变换范围较大过程中，当负载电流减少时，电感电流在一段时间内为0，电路工作在DCM-ISIM，电流增大时电路工作在CCM-CSIM。

从图7（a）可以看出，负载电流减小过程中，平均电感电流由0.93 A变换为0.19 A，产生上冲电压，暂态过程电路工作在DCM-IISM，暂态调节时间约为360μs。从图7（b）可以看出，负载电流增大过程中，平均电感电流由0.19 A变换为0.93 A，产生下冲电压，暂态过程电路工作在CCM-CISM，调节时间约为200μs。

当输入电压U＝28 V，负载电阻由48Ω变化为60Ω和由60Ω变化到48Ω过程中，电感电流增大和减小时电路均工作在CCM-CSIM，此过程电感电流、输出电压波形如图8所示。图9（a）、9（b）分别为负载电流减少和增大时对应的波形。

图8 RL 在48Ω 和60Ω之间切换时电感电流和输出电压波形Fig.8 Waveforms of inductance current and output voltage of RL when switching between 48Ω and 60Ω

图9 电感波形和输出电压波形Fig.9 Waveforms of inductance current and output voltage

从图8可以看出，变换器负载电流变化范围较小时，电感电流和输出电压同步进行调节，负载电阻由48Ω变化为60Ω产生上冲电压，由60Ω变化到48Ω产生下冲电压，电感电流始终大于0，电路均工作在CCM-CISM。

从图9（a）可以看出，负载电流减小过程中，平均电感电流由0.93 A变换为0.74 A，产生上冲电压，暂态过程电路工作在CCM-CISM，暂态调节时间约为100μs。从图9（b）可以看出，负载电流增大，平均电感电流由0.74 A变换为0.93 A，产生下冲电压，暂态过程电路也工作在CCM-CISM，工作模式保持不变，暂态调节时间约为100μs。

5 结束语

本文对Buck-Boost变换器的工作过程和对应的工作模式进行了详细分析，针对CCM-CISM 和DCM-IISM分别提出了对应的控制策略，稳态过程电路工作在CCM-CISM，将实时电感电流和阈值进行比对，暂态过程根据负载变化情况，电路可以工作在CCM-CISM和DCM-IISM，控制策略加入了电容充放电平衡这一限制条件，提出的控制策略可自动判别变换器负载的变化情况。从仿真结果可以看出，变换器的稳态性能保持较理想，输出纹波电压较小，暂态过程恢复速度、超调量等性能较好，实现了对输出电压的快速调节功能。表明了该方法具有较好的动态响应性能，验证了理论的正确性与可行性。