基于BP 神经网络的MMC 电容电压控制研究

李思南， 李泽滔

（贵州大学 电气工程学院， 贵阳 550025）

0 引 言

能源与人们日常生活息息相关，电力电子设备作为能量转换的关键部分备受关注。 近年来，随着风力发电和光伏发电的广泛应用，以及分布式发电快速发展的驱动下，电压源换流器被广泛应用在先进的电力电子设备当中。 其中模块化多电平换流器，因其具备其他传统电压和换流器所不具备的优势，进而得到众多学者的关注。 模块化多电平换流器可以通过切换子模块灵活运行，很容易产生多电平电压配置，既可以降低设备的平均开关频率，又不影响电能质量。 目前针对MMC 子模块电容电压的平衡问题一直是重点和难点。 常用的电容电压均衡策略需要将子模块电压进行排序，然后再决定控制那些子模块投入或切除，这样不仅计算繁琐还给子模块上的开关器件造成一定的损耗，不利于系统长期稳定运行。

基于上述问题，本文提出了一种新的MMC 电容电压平衡策略。 通过该控制策略，可以有效保证子模块的电容电压在较小的范围内进行波动。 为了验证所提控制策略的有效性和可靠性，本文在Matlab／Simulink 中搭建了MMC 的仿真模型，用于验证所提策略的有效性。 最后，仿真结果表明，笔者所提出的控制策略可以使MMC 电容电压均衡，且容易实现。

1 模块化多电平换流器拓扑结构与工作原理

1.1 主电路拓扑结构

MMC 的主要功能是实现了三相交流电压和直流电压之间的相互转换。 一个MMC 包含6 个桥臂，每个桥臂有个子模块，通过相应的调制策略可以输出1 电平。 MMC 换流阀是由多个子模块串联组成的，每个单独的子模块包含一个电容器和两个互补的绝缘栅双极晶体管，子模块输出电流等于换流阀电流。 换流阀电压为各子模块输出电压之和。 模块化多电平换流器的拓扑结构如图1所示。

图1 模块化多电平换流器拓扑结构Fig. 1 Topology of modular multilevel converter

在正常运行过程中，各子模块有两种工作模式，如图2 和图3 所示。

模式一：当（上IGBT）打开、（下IGBT）关闭时，子模块处于投入状态。 在这种工作模式下，如果i流入子模块（如图2（a）），i通过给电容充电；如果i流出子模块（如图2（b）），i将通过从电容放电。 无论电流流向哪个方向，子模块两端的输出电压u均与电容电压u相同。

图2 子模块处于投入状态Fig. 2 The sub-module is in the input state

模式二： 当（上IGBT）关闭，（下IGBT）打开，子模块处于切除状态，这时子模块两端的输出电压u＝0，如图3 所示。

图3 子模块处于切除状态Fig. 3 The sub-module is in the excised state

1.2 MMC 数学模型

由于模块化多电平换流器三相对称，为了讨论的方便，以a 相为例，对MMC 的a 相建立等效的数学模型。 电路如图4 所示。

图4 MMC a 相数学模型Fig. 4 MMC a phase mathematical model

其中，为直流侧的电压；为上桥臂各个子模块输出电压之和；为下桥臂各个子模块输出电压之和；为流过上桥臂的电流；为流过下桥臂的电流；、分别为a 相输出的电压和电流；、分别为阻性负载和感性负载。

模块化多电平换流器在正常工作状态下，上下桥臂投入子模块数之和为，即

式中，为上桥臂处于投入状态的子模块数，为下桥臂处于投入状态的子模块数。 其中每个子模块的电容电压为：

根据基尔霍夫电流定律，可知输出电流与上下桥臂电流之间的关系为：则推出a 相的输出电压为：

1.3 MMC 调制策略

1.3.1 常用的两种调制策略

MMC 通过相应的调制策略控制功率模块上开关器件的通断，进而实现控制功率模块的投入或切除，使得每个功率模块所输出的电压波形叠加后与调制波保持一致。 目前常见的调制策略主要有载波移相调制（CPS-PWM）和最近电平调制（NLM）两种。 其中，CPS-PWM 一般运用于子模块数量较少的小功率场合。 由于本文搭建的仿真模型电平数较低，故采用的调制策略为CPS-PWM。

1.3.2 载波移相调制策略

如前所述，在载波移相调制策略下的MMC 交流侧，所输出的电压波形具有谐波含量较低等优点。图5 为CPS-PWM 工作原理的示意图。 每一个功率模块都会对应一个三角载波，用这些三角载波分别与正弦调制波进行比较，然后产生IGBT 所需要的控制脉冲信号。 具体的规则是：当调制波的幅值大于三角载波幅值时，所对应的功率模块处于投入状态，反之模块处于切除状态。

图5 CPS-PWM 工作原理的示意图Fig. 5 Schematic diagram of how CPS-PWM work

2 电容电压均衡策略

2.1 传统电容电压平衡策略

传统最近电平逼近调制框架如图6 所示。 其中，输入为桥臂电压参考值。 通过计算可以得到每相需要处于投入状态子模块的总数， 根据电流方向对子模块电容电压进行排序。 充电时，电容电压从小到大进行排列，控制前个子模块处于投入状态；放电时，电容电压按从大到小排列，控制前个子模块处于投入状态。 这种传统的电容电压平衡策略，需要对所有子模块的电容电压进行排序，其计算量大、效率低，且不便操作。

图6 传统电容电压排序法框图Fig. 6 Block diagram of traditional capacitor voltage sorting method

2.2 新型电容电压平衡策略

本文根据文献中有关电容电压平衡策略做了相应改进。 改进后电容电压均衡策略框架如图7 所示。 电压外环采用PB-PID 控制器，确保相单元中所有子模块电容电压的平均值能够跟踪给定的参考值。 两者作差之后，通过PB-PID 控制器得到环流电流的参考值，电流内环也采用PB-PID 控制器，控制实际的环流值能够跟踪给定的环流参考值，最后输出的为电容电压平均控制调节量。 将输出的补偿量与调制波进行叠加得到最终的调制波的值。 通过改变调制波大小，可控制IGBT 开通与关断的时间，相当于改变子模块的电容电压，进而可以实现控制MMC 电容电压平衡的目的。 补偿量U可表示为：

其中，比例、积分和微分系数可通过BP 神经网络训练得到。 相比于传统的调试，试凑得到的系数更加准确和可靠。

图7 改进后电容电压均衡策略框图Fig. 7 Improved block diagram of capacitor voltage equalization strategy

3 仿真验证分析

为了验证本文所提出的MMC 电容电压控制策略的有效性、正确性以及可靠性。 利用Matlab／Simulink 软件仿真环境，搭建了基于载波移相调制的5 电平MMC 逆变器模型。 实验数据见表1。

表1 MMC 逆变器仿真数据Tab. 1 Simulation data of MMC inverter

通过调制策略控制MMC 子模块电容电压进行充放电，可以实现将交流电转换为直流电。 图8 为a 相上下桥臂电压的输出波形。

图8 a 相上下桥臂电压的输出波形Fig. 8 Output waveform of a-phase upper and lower bridge arm voltage

为了验证所提出的子模块电容电均衡策略的可靠性，在仿真过程中对子模块电容电压采取电压均衡控制，每个子模块电容电压的初始值为200 V。通过仿真可以得到如图9 所示的仿真波形。 其中，图9（a）为未加入电容电压控制前子模块电容电压，其电压波动幅度为196～225 V 之间；而加入子模块电容电压控制一段时间后，子模块电容电压开始平衡，电压波动幅度为197 ～207 V 之间（图9（b））。波动幅度有显著的减小，由此说明MMC 子模块的电容电压得到了一定的改善，验证了电容电压控制策略的有效性。

图9 子模块电容电压仿真波形Fig. 9 Simulation Waveform of Capacitor Voltage of Sub-Module

4 结束语

本文对MMC 工作原理作了详细的分析和研究，推导出子模块工作的状态空间表达式，分析了传统的MMC 电容电压平衡控制的不足，提出了一种基于BP 神经网络的MMC 电容电压均衡策略。 利用Matlab／Simulink 软件搭建仿真模型进行验证，实验结果表明：本文所提出的MMC 电容电压均衡策略，可以有效改善子模块电容电压稳定性，且相对于传统方法，不需要对子模块电容电压进行排序，减少了计算量，提高了工作效率，应用性更强。