一款基于开关电容的倍压器研究与设计

刘士启 ，马 奎 ，2，3，杨发顺 ，2，3

(1.贵州大学 大数据与信息工程学院，贵州 贵阳 550025；2.半导体功率器件可靠性教育部工程研究中心，贵州 贵阳 550025；3.贵州省微纳电子与软件技术重点实验室，贵州 贵阳 550025)

0 引言

直流电压变换可分为两大类：基于电感的电压变换电路和基于电容的电压变换电路，这两种电路使用的变压器件分别是电感和电容[1]。基于电感的电压变换电路虽然具有较高的变换效率，但是电路的体积很大，难以集成在芯片中，而且由于使用了电感，在电路工作过程中造成的电磁干扰问题相当严重，同时电感式变压电路的造价也相对较高，一般应用于较大型设备的变压场合[2]。而基于电容的电压变换电路就是电荷泵，电荷泵电路只占用很小的芯片面积，成本较低，基本不存在电磁干扰现象，电荷泵在小型电子设备中的应用很广泛[3]。电荷泵既可用于芯片内部电路供电，也可为芯片外部模块供电。在芯片内部的某些模块，其所需的输入电压可能不是电源电压，这时就需要电荷泵把电源电压变换成模块所需的电压，使其正常工作，例如在存储芯片中，内部可能需要40 V 的高压，电荷泵可把电源电压泵升到这个电压值来满足需求[4]；而另一方面，电荷泵电路本身可以封装成一个独立芯片，它的输出电压可用于数码相机、平板电脑、音乐播放器等各类手持便携设备，来为这些设备提供稳定的电压[5]。在电荷泵用于驱动外部电子设备的应用场合中，如果电荷泵只需要提供较小的驱动电流，那么用于泵升电压的电容值比较小，占用面积不大，就可以集成在芯片内部[6]。

1 基于开关电容的倍压器电路结构设计

本文所设计基于开关电容的倍压器框图如图1 所示，主要包含偏置电路、振荡器、驱动电路、开关电路四个模块。

图1 开关电容倍压器系统框图

偏置电路由多支路镜像电流源及有源负载构成，提供稳定的偏置电流；振荡器采用张弛振荡器电路结构，振荡器产生两组矩形波信号分别控制S1 和S2 两组开关。驱动电路负责提供开关管导通所需的驱动电流。开关电路由两个二极管和两个开关管组成，利用二极管的单向导通可以作为开关使用，两个开关管S1、S2 由两组信号F1、F2 同时控制，F1 控制S1，F2 控制S2，导通的时序是S2 先导通，电源为C1 充电，然后S2 断开，S1 导通，泵电容C1 和VDD 串联得到倍增的+VOUT实现对输入电压的倍增。

1.1 偏置电路

偏置电路的结构如图2 所示。

图2 偏置电路

此条支路采用串接电流镜的结构，负责产生一个基准电流，并将此基准电流通过电流镜复制到后面的电路中，为之后的电路提供合适的偏置电流。

通过第一条支路，可以得到式子：

1.2 振荡器

张弛振荡器电路结构如图3 所示。

图3 振荡器电路结构

本电路中的Q40 是电容的放电管，Q12、Q38 是电流镜做有源负载，Q38、Q14 为充电管，两者均为电容充电。

C2 在零状态下接通电源，C2 充电的时长由Q38 提供的电流大小决定，电容C2 上的电压逐渐增大，当UC逐渐达到Q40 开启电压时，Q40 开启，C2 经Q40 放电，放电快慢取决于Q12 提供的电流大小。

当电容C2 上的电压通过放电减小到小于Q40 的导通电压时，eb 之间电阻增大，Q40 恢复阻断状态，C2 又开始充电重复上述过程。正是因为C2 不停地充放电，故UC 呈现规则的锯齿波。

Q40 基极的锯齿波经射极跟随器传到Q11 基极，然后再经过一级射极跟随器到达Q11 发射级完成波形采样。采样后的波形送入由R10、Q6、Q7、Q8、Q9、Q10 组成的整形网络，将三角波转化成方波。

充电过程：当Q8 集电极为高电平时，Q6 开启，Q6 集电极电流与R10 阻值相乘，三角波的上升沿通过R10 被拉低成低电平，Q6 集电极会输出低电平，Q10 基极也为低电平，Q10 集电极输出高电平，Q38 开启电容C2 充电。

放电过程：Q11 发射级输出的三角波为下降沿时，Q9 的BE 结将下降沿拉成恒定800 mV 左右的高电平，Q9 集电极为高电平，Q7 集电极输出低电平从而Q10 集电极为低电平，Q38 关闭，电容充电终止开始放电。

占空比影响因素：振荡器的占空比由充放电时间共同决定，只有当充放电的时间常数一致时占空比才会达到50%[7]。电容通过Q38、Q14 完成充电、Q40 放电。

推出：ICQ12=ICQ38+ICQ14

正是因为ICQ12=ICQ38+ICQ14，充放电电流一致所以占空比为50%，所以通过调节Q12、Q14 和Q38 的m 数调节振荡器占空比，也可以通过调节R8 阻值来调节Q10 集电极支路上的电流，以此来影响Q38 的电流[8]。

1.3 驱动及开关电路

开关S1 及S1 的驱动电路如图4 所示。

图4 S1 驱动及开关电路

Q24 的驱动电流主要由Q26 镜像电流源提供，所以Q26 的m 数会影响开关Q24 的驱动能力，驱动电流过小的话会导致Q24 的CE 结压降太大，从而引起VO+不达标[9]。如果Q26 的m 数设得太大则会导致电源电流增大，而且VO+也不会很明显增大，因为如果管子已经饱和，再去增大Q24 的基级电流，那么对减小Q24 的CE压降会毫无帮助，反而会增加整体功耗。Q26 提供整体的驱动电流，Q16 负责镜像驱动电流，在此环节可以微调驱动电流，Q19 负责对驱动电流进行放大，可以通过调节Q19 的m 数对放大倍数进行微调，经过Q19 放大的驱动电流一路流经R14，另一路流进Q24 基级，所以如果想要控制整体功耗的话，可以把Q26 的基级电流调到一个合适的值，然后通过调节R14、R13 以及Q13 的m 数来调节驱动电流以满足Q24 的饱和条件[10]。

S1 导通条件：设Q24 基极电流为X，开关S2 及S2的驱动电路如图5 所示。

图5 S2 驱动及开关电路

Q44 控制开关Q22 的导通、关断，Q36 负责提供S2导通所需的驱动电流，然后经Q20 放大送到Q22 基级，为Q22 提供驱动电流。可以调节R24 的电阻大小来控制S2 整体的驱动电流，R24 越小，驱动电流越大，此外还可通过调节图5 中R3 的大小来对驱动电流进行微调。R3阻值越大，流入Q22 基级的电流越大。

2 基于开关电容的倍压器的仿真验证

本文基于中科渝芯40 V 双极型工艺完成电路设计并利用Cadence 软件对电路进行仿真。其整体结构如图6所示。

图6 倍压器的整体电路结构

2.1 空载仿真

2.1.1 5 V 空载仿真

在5 V 空载情况下，输出电压可以达到8.95 V 左右，仿真结果见图7。

图7 5 V 空载仿真结果

2.1.2 11 V 空载仿真

11 V 空载情况下，输出电压可以达到20.69 V 左右，仿真结果见图8。

图8 11 V 空载仿真结果

2.1.3 20 V 空载仿真

20 V 空载情况下，输出电压可以达到38.18 V 左右，仿真结果见图9。

图9 20 V 空载仿真结果

2.2 带负载仿真

2.2.1 Vin=5 V，输出带20 mA 负载仿真

输入电压为5 V，正端输出电流可以达22.78 mA。仿真结果见图10。

图10 Vin=5 V，输出带20 mA 负载仿真

2.2.2 Vin=11 V，输出带20 mA 负载仿真

输入电压为11 V，正端输出电流可以达23.13 mA。仿真结果见图11。

图11 Vin=11 V，输出带20 mA 负载仿真

2.2.3 Vin=20 V，输出带20 mA 负载仿真

输入电压为20 V，正端输出电流可以达20.72 mA。仿真结果见图12。

图12 Vin=20 V，输出带20 mA 负载仿真

2.3 电源电流仿真

DC-DC 还有一个重要的指标参数就是功耗，设定的目标参数是输入电压为4 V 时，电源电流最大不超过12.5 mA；输入电压为10 V 时，电源电流最大不超过30 mA。图13 是4 V 空载时的电源电流大小，电源电流最大为5.23 mA。图14 是10 V 空载时的电源电流仿真，从图中可以看出电源电流最大为11.34 mA。4 V 空载和10 V 空载电源电流均达标。

图13 4 V 空载时，电源电流仿真

图14 10 V 空载时，电源电流仿真

2.4 输出电压纹波仿真

4 V 空载时，输出电压纹波如图15 所示，仅有6 mV。纹波大小取决于开关频率，开关频率越慢，输出电压的纹波就越大[11]。但也不是开关频率越快越好，开关频率越快，则开关管损耗越大，会造成芯片功耗变大，所以功耗和纹波大小是一对需要权衡的参数[12]。

图15 4 V 空载时输出电压的纹波大小

2.5 开关电容倍压器的应用电路

开关电容倍压器的应用电路极为简单，如图16 所示，仅需外接两个电容，即可实现对输入电压的倍增，且无电磁感应效应[13]。电容C1 为泵电容，负责储存电荷，也是电压能否实现倍增的关键[14]。电容C5 为输出电容，作用为滤波。电荷泵实现电压倍增的方式虽然比较简单，但是缺点是纹波较大，故在输出端加上滤波电容，该电容越大，纹波越小，用户可以根据应用电路对纹波的要求来自行确定输出电容的容值大小[15]。

图16 开关电容倍压器的应用电路

3 结论

本文研究并设计了基于开关电容的倍压器，该芯片仅需两个外部电容即可实现对输入电压的倍增。电压输入范围为4 V 到20 V，最大可带20 mA 负载，空载纹波为6 mV 左右，该电路无需电感，可以避免电磁干扰效应。经过仿真验证该芯片可以在-55 ℃～125 ℃的环境下工作，其带负载能力、输出电压、电源电流都是达标的。