三电平NPC 逆变器的SHEPWM 和DPWM 切换策略研究

王红斌，刘成柱，吴 龙，葛广林，袁 帅，刘京斗

( 1. 北京电力设备总厂有限公司，北京 102401；2. 中国能源建设集团有限公司工程研究院，北京 100022；3. 北京交通大学，北京 100044)

0 引言

光伏逆变器等新能源发电装置的额定功率越来越大，中压大功率逆变器成为近年来研究的热点。与两电平逆变器相比，三电平NPC逆变器具有较高的输出波形质量和电压输出能力以及较低的dv/dt等优点[1]，在大功率变流器中得到日益广泛的关注。随着电压电流等级的提高，功率器件的开关损耗也随之升高。为了降低损耗[2]，开关频率通常低于1 kHz[3]。三电平中压大功率逆变器开关频率低，使用传统的SPWM调制输出电压电流含有较多低次谐波，会让滤波器设计变得困难。中点电位不平衡会导致交流输出电压中产生低次谐波，影响电能质量和系统效率。因此，中点电位平衡的控制算法是多电平逆变器的重要研究方向之一。

文献[4]引入三次谐波控制方程和脉冲电压波动权值系数，对传统SHEPWM策略进行了改进，重构了傅里叶方程组，具有更好的中点电压波动抑制效果，但没有考虑抑制中点电位偏移，不具备平衡能力。文献[5]分析了SHEPWM调制策略的中点电位波动规律后，研究了矢量替换的中点平衡控制方案，采用了小矢量替换方法，不改变消除谐波的特性，且稳态和动态条件下都可应用，但会增加开关频率和损耗。文献[6]提出了基于三次谐波定量控制的改进SHEPWM方法，通过引入三次谐波控制方程重构SHEPWM开关角求解方程，最大化程度抑制了中点电压波动，但计算过程较为繁琐复杂。文献[7]采用断续脉宽调制策略可实现开关管在一个基波周期中一定区间内保持恒定电平，可降低开关损耗，对于大功率变流器比较适用，但该策略在低开关频率时输出电能质量较差。

为了保证更好的输出电能质量，逆变器可采用SHEPWM调制。SHEPWM在低开关频率下具有电能质量好的优点，但中点电位调节实现较为复杂，同时会升高开关频率。为此，本文提出一种新的调制策略切换方法，正常工况下采用SHEPWM，当中点电位不平衡时，再切换到DPWM调制，在不改变开关频率的基础上完成中点电位调节。

1 SHEPWM与DPWM调制策略

三电平NPC逆变器主电路如图1所示。每相桥臂有4个开关管，通过控制开关管规律地开通与关断，每相桥臂可以输出3种不同电平，分别为P、O和N。

图1 三电平NPC逆变器主电路

三电平NPC逆变器SHEPWM调制策略的相电压波形具有1/4周期对称的特点，如图2所示。

图2 三电平NPC逆变器SHEPWM输出相电压波形

本文以开关频率9 0 0 H z 展开研究。SHEPWM的开关角只计算前π/2，其中：α1，α2, …，α9为SHEPWM的开关角。此时有9个可控开关角，可以消除5、7、11、13、17、19、23和25次谐波。

定义调制度m为相电压的基波幅值a1与直流侧电压Udc一半的比值：m=a1/(Udc/2)。简化后，SHEPWM的消谐非线性方程组为：

用MATLAB优化工具包中FSOLVE函数求解非线性超越方程组(1)。根据不同的调制度m可求出一组关于m的开关角，计算m在0.60～1.15之间的开关角的解轨迹，如图3所示。

图3 开关角的解轨迹

图4 三电平NPC逆变器PWM载波实现方式

DPWM1和DPWM3是两种不同的DPWM调制策略，其零序注入分量如表1所示。在原始调制波注入对应零序分量[8]，生成新的三相调制波，再与相应的载波进行比较，从而生成对应的脉冲信号。图5为叠加零序电压后的调制波波形和载波比较产生DPWM波形。

图5 DPWM波形

表1 DPWM零序注入分量

2 基于中点电位的切换策略

SHEPWM实现中点电位平衡调节较复杂，但它可以消除大部分低次谐波，使逆变器交流侧电能质量更好；而单独使用DPWM策略可调节中点电位波动，但交流侧电能质量相对差一些，将这两种策略结合起来则能达到更好效果。

正常情况下三电平N P C 逆变器采用SHEPWM调制，交流侧输出电能质量较好，中点电位最终会在0 V上下等幅波动，中点电压三倍频波动大小由主回路直流侧电容参数决定，该调制策略对中点电位的波动幅值并无调节能力；当系统发生扰动之后，中点电位发生波动，当增大到一定程度时，使用小矢量替换方法可完成中点电位不平衡控制，但会增加开关频率。因此，稳态情况下用SHEPWM本身不能对中点电位波动的大小进行控制；当出现扰动后，虽可控制中点电位的波动在一定范围，但会增加系统的开关损耗。

DPWM1与DPWM3策略对中点电位起相反作用[9]，中点电位的调节可以用起相反作用的DPWM策略调节至平衡。在逆变工况下，本文根据DPWM1与DPWM3策略对中点电位起相反作用对中点电位偏差进行调节。

具体实现方法：①当系统中有明显的中点电位偏移后，例如当中点电位平均值偏差小于设定的下限值时，调制策略由正常情况下的SHEPWM切换到DPWM1，通过DPWM1策略可把平均值迅速拉到0 V附近，当平均值大于0 V时切换到SHEPWM；②当系统的中点电位平均值偏差大于设定的上限值时，调制策略由正常情况下的SHEPWM切换到DPWM3，通过DPWM3策略可把平均值迅速拉到0 V附近，当电压平均值偏差小于0 V时切换到SHEPWM，通过滞环思想完成了SHEPWM和DPWM策略切换，滞环切换流程如图6所示。

图6 SHEPWM与DPWM滞环切换流程图

3 SHEPWM与DPWM功率器件损耗计算

大功率逆变器的损耗主要是开关器件损耗，由导通损耗和开关损耗构成。当三电平NPC逆变器处于逆变工况下，即功率因数cosφ>0，此时外管T1、T4损耗最大，其中，T1和T4互为对偶。以2.5 MW系统、交流侧线电压3 000 V、直流侧电压5 200 V为例进行计算，IGBT的技术参数及实际工作条件如表2所示。

表2 IGBT技术参数及实际工作条件

计算得到DPWM1、DPWM3和SHEPWM调制算法的开关管T1、T4最大损耗，计算结果如表3所示。

表3 不同调制算法下的开关管T1、T4最大损耗 W

本文提出的SHEPWM和DPWM在切换过程中整个系统开关管损耗介于单独使用DPWM和SHEPWM的损耗之间。

4 仿真验证

利用MATLAB软件搭建2.5 MW三电平NPC逆变器带电阻负载做仿真验证，逆变器的主要参数如表4所示。逆变器经过LCL滤波器后接纯电阻负载时负载侧相电流波形、中点电位波动和状态切换图如图7所示。

表4 逆变器主要参数

仿真从0.1 s开始加入中点电位平衡控制，当中点电压偏差超过上下限值时进行中点电位不平衡控制。蓝色曲线是中点电压波动值，系统初始时采用SHEPWM调制，当电压偏差小于下限设定值(-50 V)时，系统切换为DPWM1调制策略可使中点电位偏差上移，直至电压偏差大于0 V后切回SHEPWM；当电压偏差超过上限设定值(50 V)时切换为DPWM3策略可使中点电位偏差下移，直至电压偏差小于0 V后切回SHEPWM。图7中调节过程约为0.3 s，中点电位偏差可控制在上下限值之间。图8、图9和图10分别是逆变器采用SHEPWM、DPWM1和DPWM3策略的桥臂输出相电压及线电压波形。

图7 中点电位波动、状态切换图和负载电流波形

图8 逆变器采用SHEPWM策略桥臂输出相电压及线电压波形

图9 逆变器采用DPWM1策略桥臂输出相电压及线电压波形

图10 逆变器采用DPWM3策略桥臂输出相电压及线电压波形

负载电流的傅里叶分析如表5所示。从表5可知，采用SHEPWM调制的电流总谐波畸变率(total harmonic distortion，THD)为0.62%，电流波形质量好，而采用DPWM1和DPWM3的电流THD值分别为4.61%和5.58%，低次谐波含量较多。

表5 负载电流傅里叶分析 %

5 结语

本文充分利用SHEPWM策略有较好的输出电能质量和DPWM具有较强中点电位调节能力的优点，提出了三电平NPC逆变器低开关频率下的SHEPWM和DPWM切换策略。当中点电位处于正常范围内，采用SHEPWM实现较好的输出电能质量；中点电位超过允许偏差时，依据偏差方向选取适当的DPWM策略实现中点电位控制。最后，通过MATLAB软件对该切换策略进行了仿真计算，验证了切换策略的正确性和有效性。