基于UCC28070A 控制的交错并联PFC 设计*

王 博张省伟

(西安铁路职业技术学院牵引动力学院，陕西西安 710026)

随着电力系统、交通运输、通信及家电等电气设备投入电网的增加，电网功率因数降低日益严重，目前，对于改善电网功率因数及谐波治理成为研究热点，各国政府与国际机构制定强制性标准来改善电网质量。功率因数校正技术可改善电气设备输入功率因数，有效抑制电气设备无功功率及谐波对电网的污染[1-3]。功率因数校正技术可分为无源功率因数校正和有源功率因数校正。无源功率因数校正一般在电路中加入滤波电感、电容等原件来被动修正功率因数，而且电感与电容的体积大、重量重，成本也很高。有源功率因数校正应用电力电子器件构成特定电路，主动改善功率因数，其效果远优于无源的校正技术，而且体积、重量、成本等有显著优势。在有源功率因数校正技术中，Boost 电路广泛应用于工程设计中。Boost 电路优势显著，比如开关管驱动设计简单；储能电感又充当EMI 电感，因此滤波器体积较小；采用平均电流控制，电感工作于电流连续状态，开关管电流有效值小，能抑制开关噪声，输入电流波形失真小[4-6]。

在一些对功率因素校正(Power Factor Corection，PFC)系统体积、重量、EMI、输入电流谐波失真率等有更高要求的应用场合，常用的Boost 电路难以满足要求，尤其是在更高功率容量的PFC 系统中显现出其局限性。交错并联Boost 电路由于输入电流纹波大大降低，可有效减小电感体积，提升系统功率密度，有利于降低系统电磁干扰及电流总谐波失真率(Total Harmonic Current Distortion，THDi)。而且由于采用两组Boost 电路交错并联，更加适合于中大功率等级的PFC 系统。目前大多数文献资料对于交错并联PFC 系统的介绍，均采用DSP 或ARM 的数字控制，其复杂程度与工程实现的难度较高[7-14]。交错并联PFC 系统控制模型与算法的实现对于控制器的要求并不高，模拟控制器即可满足系统功能、性能的控制需求。为此，给出了基于德州仪器的UCC28070A 为核心控制器的交错并联PFC 系统分析与实现方案，并通过3kW 的PFC 系统实验样机进行验证。

1 交错并联PFC 电路分析

1.1 电路结构

1.1.1 常用PFC 电路

工程中应用最广泛的PFC 电路如图1 所示，由整流桥堆与Boost 电路构成，结构简单，控制方便。整流桥将交流电变换为“馒头波”的直流电，然后经过Boost 电路进行升压，变换至稳定的直流电，同时，使输入电流跟踪输入电压的变化，从而达到功率因数校正的目的。该电路虽然在工程应用中有明显的局限性，由于整流桥的存在，使得PFC 系统效率较低；开关管Q1工作于硬开关状态，对系统的EMI不利；该电路受功率器件制约，仅适用于小功率，难以实现中大功率等级的PFC 功能。

图1 传统全桥整流Boost PFC 电路

1.1.2 交错并联PFC 电路

中大功率等级的PFC 系统，由于开关管、二极管等关键器件并联性能无法保障，常用的PFC 电路已不适用。工程中，常采用交错并联的Boost 电路，如图2 所示。该交错并联的PFC 电路由2 组传统的Boost 电路构成，即L1、Q1、D3与L2、Q2、D4，主开关管Q1与Q2工作于高频开关状态，而且Q1与Q2高频错相180°。电感L1与L2交错工作时，2 路电感电流相互叠加，纹波电流恰好抵消，这大大降低了输入电流的纹波率，而且输入电流纹波频率为2 倍的开关频率。这样，在输入电流纹波相同的情况下，交错并联式的PFC 电路功率电感可以显著减小。交错并联的PFC 主开关管在中大功率场合可以尽可能地选择单管，规避开关管并联带来的诸多缺陷。同时，由于输入电流开关频次加倍，会更有利于系统EMI 设计。

图2 交错并联Boost PFC 电路

1.2 工作时序分析

交错并联PFC 中两组并联的Boost 电路呈高频错相180°交替工作，按照开关管占空比D大于或小于50% 2 种状态。如图3 所示为两个主开关管Q1、Q2的控制信号；电感L1、L2电流；输入电流波形。无论占空比大于还是小于50%，在一个完整的开关周期内可分为4 种工作模式，如图4 所示。

图3 交错并联关键波形

在图3(a)中占空比D大于50%的工作状态下，1 个完整的开关周期Ts内，t0-t1时间段内，主开关管Q1、Q2导通，交流电通过整流桥为电感L1、L2储能，直流侧储能电容为负载供电，此时间段对应电路工作模式1；t1-t2时间段内，主开关管Q1导通，Q2关断，交流电通过整流桥为电感L1储能，L2通过续流二极管D4续流，并储存于直流侧储能电容内，储能电容为负载供电，此时间段对应电路工作模式2；t2-t3时间段内，主开关管Q1、Q2导通，交流电通过整流桥为电感L1、L2储能，直流侧储能电容为负载供电，此时间段对应电路工作模式1；t3-t4时间段内，主开关管Q1关断，Q2导通，交流电通过整流桥为电感L2储能，L1通过续流二极管D3续流，并储存于直流侧储能电容内，储能电容为负载供电，此时间段对应电路工作模式3。

在图3(b)中占空比D小于50%的工作状态下，工作时序与(a)图占空比D大于50%类似，区别在于每个时间区间对应的工作模式不同。t0-t1时间段内对应工作模式2；t1-t2时间段内对应工作模式4；t2-t3时间段内对应工作模式3；t3-t4时间段内对应工作模式4。在电路工作模式4，主开关管Q1、Q2关断，电感L1、L2通过续流二极管D3、D4续流，并储存于直流侧储能电容内，储能电容为负载供电。

图4 交错并联Boost PFC 电路四种工作模式

1.3 系统控制策略

PFC 电路按照电感电流连续与否，可分为电流连续模式(CCM)、电流临界模式(BCM)及电流断续模式(DCM)。BCM 与DCM 模式中电感峰值电流较大，电流纹波率较大，使得主开关管的开关损耗增大，且不利于系统的EMI。工程中，常使Boost 电路工作于CCM 模式。CCM 的Boost 电路实现PFC 功能，一般采用峰值电流控制、平均电流控制及滞环电流控制等。峰值电流控制模式，由于交流输入电压的较大变化导致较宽范围的占空比变化，致使次谐波不稳定，需加入斜坡补偿函数维持电路稳定；电流峰值与高频状态平均值之间的误差较大而使得THDi 较高；因此峰值电流控制很难满足宽电压及全负载范围内THDi的要求。滞环电流控制具有较快的动态响应和内在的电流限制能力，但变化的开关频率容易引起电磁干扰；开关频率受负载的影响，输出电容要按最低频率设计，需更大容量的电容。平均电流控制模式对噪声不敏感，电感电流峰值与平均值之间的误差小，且由于其控制的是输入高频电流的平均值，THDi 比较小；电流内环有较高的增益带宽，可以使跟踪误差小于1%，容易实现接近于1 的功率因数。

综合考量控制效果、复杂程度及经济因素等，PFC 采用平均电流控制方式。UCC28070A 即为一款平均电流控制的集成器，采用平均电流控制方式，恒频的控制使电感电流工作于连续状态，开关管电流有效值小、EMI 滤波器体积小，输入电流波形失真小，可抑制开关噪声。

2 PFC 系统设计

基于上述对交错并联PFC 电路的原理分析，给出以UCC28070A 为核心控制器的3 kW 交错并联PFC 系统设计方法。

2.1 功率电路设计

2.1.1 储能电感设计

在有源功率因数校正的Boost 电路中，储能电感工作于电流连续模式。2 组交错并联的Boost 电路中器件对称，电感L1与L2相等为L，与输入电压Uin、输入电流最大平均值Iin＿max、工作频率fsw、电感电流纹波率γrip＿L及占空比D有关，如式(1)表达，本文3 kW 开关频率选择80 kHz。电感电流纹波最大值发生在输入电压最低且满负载输出时，应选取大小适中的电流纹波率。电流纹波率过大会在极端情况下出现电流断续，过小则会引起过零畸变，一般在工程中选取0.2～0.3。由文中交错并联电路工作时序分析可知，输入电流频率加倍，纹波率γrip降低，如式(2)表达，将式(1)代入式(2)可计算出输入电流纹波率。其中D与Uin、输出电压Uo之间关系可表达为式(3)。

2.1.2 输出滤波电容设计

PFC 输出滤波电容主要用于储能滤波，确保稳定的直流输出，理论上滤波电容越大，直流电波动越小。但在工程应用中，鉴于体积、成本等因素，滤波电容不可能过大。一般工程中考虑交流市电短时掉电导致直流电压跌落，该时间记为Tint，该时间工程经验选取工频半周即10 ms。PFC 输出电压额定值为Uo，当交流输入中断导致直流输出电压跌落的最小值为Uo＿min，输出额定功率记为PN，则滤波电容C1如式(4)所示。由此可计算出滤波电容最小容值，并由电容具体规格选取相近数值的电容。

(3)开关管、二极管选型设计

根据3 kW 交错并联Boost 电路实际电压与电流规格，考量系统散热条件，每个支路选择650 V/50 A 封装为TO-247 的MOSFET 作为主开关管，MOSFET 驱动选取集成的驱动芯片，选择650 V/50 A 封装为TO-247 的超快恢复二极管作为续流二极管，整流模块选取600 V/45 A 的整流桥堆。

2.2 控制电路设计

2.2.1 主控制器选型设计

PFC 系统主控制器选取TI 公司的UCC28070A，它是一种用于大功率交错并联式PFC 控制器，芯片集成了2 个工作于交错180°的PWM，可显著降低输入电流纹波，有益于系统EMI 设计。具有内部量化电压前馈校正的高线性度乘法器输出单元，有助于获得近似为1 的功率因数，降低谐波失真，增强瞬态响应性能。高级的电流合成器用于采集电流，有利于系统效率的提升。通过外部引脚配置控制器工作频率范围为10 kHz 至300 kHz，进行最大占空比钳位设置，配置EMI 抑制的频率抖动幅度和速度，外部时钟同步能力，通过电压放大器输出转换率修正实现的增强型负载和线路瞬态响应，逐周期(cycle by cycle)峰值电流限流保护，欠压锁定，过压保护，开环检测与保护，PFC 使能监控，系统软启动，过热关机等。

2.2.2 电流检测电路设计

电流检测电路主要用于检测交错并联的2 个电感电流，在控制系统中构成完整的电流反馈环。由于被检测对象为高频变化，因此采用高频电流互感器，如图5 所示，电流互感器原边串入主回路，副边通过整流二极管Ds在采样电阻Rs上即可获得与电流匹配的电压，并送入控制器的CSA 或CSB 管脚中，形成闭环系统。二极管Drst及齐纳二极管Zrst为互感器提供磁复位回路。

图5 电流检测电路

2.2.3 驱动电路设计

交错并联式PFC 电路中MOSFET 源极S 与直流输出参考端连接，功率电路与控制电路共地，因此，开关管驱动电路设计较为简单，只需要将主控制器的PWM 波进行功率放大即可。为此，采用集成的驱动器来实现，选择TI 公司的驱动芯片UCC27324 实现两路交错的MOSFET，见图6。

图6 MOSFET 驱动电路

2.3 控制环路设计

结合UCC28070A 的内部资源，交错并联PFC采用电压与电流的双闭环控制，如图7 所示。

图7 交错并联PFC 控制系统框图

在图7 控制系统框图中，控制器将检测到的输出电压信号与给定电压相减，经电压调节器调节后，与检测到的输入电压反馈信号相乘，得到输入电流给定信号，再与检测到的输入电流信号相减，再经过电流调节器，形成电流误差信号，该电流误差信号与载波比较，生成PWM 驱动脉冲信号，经过驱动电路功率放大后控制开关管的开关动作，实现PFC 控制的目的，最终实现功率因数校正的功能。电压调节器与2 组电流调节器可通过UCC28070A 外部管脚配置成PI 补偿器，进而实现对控制系统进行电压与电流的补偿控制。电压环的输出为电流环的给定，在确保输出电压稳定的前提下，也可以使输入电流跟踪输入电压，同时也提高了系统控制的动态特性。

3 实验验证

为验证交错并联PFC 原理的科学性与工程设计方法的可行性，搭建3kW 交错并联PFC 电路实验样机，系统涉及的部分关键器件按照文中所述方法进行详细设计，参数如表1 所示。

表1 3 kW 交错并联PFC 实验样机关键参数

图8 为3 kW 交错并联PFC 系统满载输出时2组MOSFET Q1与Q2的驱动电压UQ1、UQ2波形，以及电感L1与L2的电流波形iL1、iL2。UQ1与UQ2在逻辑控制上错相180°。当Q1开通时，iL1线性上升；当Q1关断时，iL1线性下降，Q2驱动与iL2关系类似。图9为3 kW 输出时电感电流iL1、iL2与输入电流iin的波形，从波形中可见输入电流的纹波要小于电感电流纹波，且频率加倍。图10 为3 kW 输出时输入电压Uin与输入电流iin波形，系统输入PF 值为99.2%，输入电流谐波畸变率THDi 为13%，满足有关国家标准及行业标准对于电源产品功率因数的要求。

图8 开关管驱动电压及电感电流波形

图9 输入电流与两电感电流波形

图10 输入电压与输入电流波形

4 结论

常用的Boost 功率因数校正电路，适用于小功率场合，而且系统性能优势不明显。交错并联PFC 可有效提升系统功率，2 组交错的Boost 电路错相180°，可有效降低输入电流纹波，因此，可显著提升系统电流总谐波失真率THDi，也有利于系统EMI 的性能。在系统输入电流纹波率一致的前提下，交错并联与普通Boost 电路相比，前者可显著减小储能电感体积，减小系统重量，提升系统功率密度，降低成本。给出的采用UCC28070A 为核心控制器的交错并联PFC 方案及关键元件设计方案，通过3 kW 的实验样机进行验证，结果表明了该方案涉及的有关分析与设计是可行的，可应用于电源产品的工程设计。