基于耦合电感的对称式交错并联低输入电流纹波高增益DC-DC变换器

丁 杰 高 双 赵世伟 尹华杰

基于耦合电感的对称式交错并联低输入电流纹波高增益DC-DC变换器

丁 杰 高 双 赵世伟 尹华杰

（华南理工大学电力学院 广州 510641）

针对高电压增益、大功率应用场景，提出一种基于耦合电感的对称式交错并联DC-DC变换器。该电路拓扑结合了交错并联与耦合电感的优势，一方面扩大了变换器的容量，降低了输入电流纹波；另一方面可以利用耦合电感的匝比来调节电压增益，提高了变换器的灵活性。由于两相电路耦合在一起，且完全对称，可以实现自动均流，因此，不存在功率失衡问题。通过集成开关电容单元（SCU），并将其扩展至个，进一步提高了电压增益，避免了耦合电感匝比过高的问题，同时还降低了功率器件的电压应力，因此，可以采用低电压等级、高性能的半导体器件来提高变换器的工作效率。分析该变换器的工作原理、稳态性能，并制作一台额定功率为1kW的样机，实测变换器的最高效率为97.34%，满载时（1kW）效率为94.64%。实验结果验证了理论分析的正确性，以及所提变换器的可行性。

高增益 交错并联 耦合电感 低输入电流纹波 开关电容

0 引言

随着全球环境污染和能源危机的加剧，太阳能、风能、地热能等清洁可再生能源被学术界和工业界广泛关注[1]。而在以新能源为首的光伏发电系统中，由于光伏板的电压较低（30~60V），为了实现逆变并网，必须对其进行高升压比转换（360~400V）。此外，为了尽可能达到光伏板的最大功率输出，提高太阳能的利用率，变换器应具有低输入电流纹波的特性。因此，研究具有高效、高增益、低输入电流纹波的DC-DC变换器具有重要的意义[2-5]。

传统Boost变换器虽然理论上能够实现较高的电压增益，但由于实际电路中元器件的非理想特性及寄生参数等影响，即使占空比趋近于1，也无法实现较高的电压传输比。为此，国内外研究学者针对如何提高变换器的电压增益进行了深入的研究。文献[6-9]将开关电容、开关电感网络集成在一个变换器中，在一定程度上提高了电压增益。但由于开关网络提高电压增益的能力有限，需要较多的开关网络单元才能实现较高的电压增益。这无疑增加了电路成本，降低了变换器的效率和可靠性。文献[10-11]将开关电容集成在交错并联变换器中，降低了输入电流纹波，但电压增益仍然有限。文献[12-16]提出了集成开关电容的耦合电感Boost变换器，虽然通过耦合电感匝比能够实现较高的电压增益，但输入电流纹波较大，且开关管和耦合电感的电流应力也较大。因此，大功率运行时，损耗急剧上升，效率低下，只适用于小功率应用场景。为了降低输入电流纹波，文献[17-18]提出了基于Sepic的耦合电感变换器，通过Sepic变换器的输入电感能够有效地降低输入电流纹波，但增加了输入电感，变换器的效率和功率密度会进一步下降。文献[19-20]提出了级联式二次型耦合电感变换器，虽然能够实现较高的电压增益，降低输入电流纹波，但使用的元器件数量较多，开关管的电压应力相对较大，输入端的低压大电流会导致前级二极管的导通损耗较大，且存在反向恢复过程，降低了变换器的效率和可靠性。文献[21-23]将耦合电感、开关电容应用在交错并联变换器上，既能够实现较高的电压增益，又降低了输入电流纹波，同时还扩大了变换器的容量，但该变换器为多个电容串联输出，导致总的电容量降低，等效串联电阻（Equivalent Series Resistance, ESR）增加，进而使得输出电压纹波较高。

本文所提变换器是在图1所示文献[11]提出的变换器的基础上增加第二绕组，形成了一种新型耦合电感交错并联DC-DC变换器。所提变换器保留了原有变换器的特点：①两相电路完全对称，且自动实现均流；②适合大功率应用场景；③低输入电流纹波；④可以通过开关电容单元（Switched Capacitance Unit, SCU）个数来调节电压增益，并进一步提高了电压增益，降低了功率器件的电压应力。因此，可以采用低电压等级、高性能的半导体器件来提高变换器的效率。同时，可以通过耦合电感的匝数比来调节电压增益，提高了变换器的灵活性。所提电路结构，对无源钳位电路（Passive Clamping Circuit, PCC）进行了复用，既可以吸收耦合电感漏感的能量，降低开关管的漏感电压尖峰，又作为倍压电路，提高了电压增益。将SCU扩展至个，避免了在实现高电压增益转换时，耦合电感匝比过高导致漏感过大的问题。最后，搭建了一台1kW的样机进行验证，实验结果验证了所提变换器拓扑的可行性及优越性。

图1 文献[11]提出的变换器

1 电路拓扑及工作原理

1.1 电路拓扑

图2为所提基于耦合电感的对称式交错并联DC-DC变换器拓扑，其包含直流电压源，耦合电感1、2，开关管S1、S2，PCC（二极管VDc1、VDc2、电容c1、c2），SCU（二极管VDm1~VDm2n、电容m1~m2n），输出二极管VDo1、VDo2、输出电容o和电阻负载o。

图2 所提变换器拓扑（含n个SCU）

1.2 工作原理

为了不失一般性，取单个SCU进行分析。含有单个SCU的电路拓扑及其等效电路如图3所示。耦合电感1、2按照变压器模型进行等效，其中1/2、3/4为理想变压器匝比；m1、m2为励磁电感；k1、k2为折算到一次侧的漏感之和。为了便于分析，作如下假设：①忽略元器件寄生参数的影响；②所有电容的容量很大以至于其电压纹波可忽略不计；③励磁电感电流im1、im2连续，变换器工作在连续导通模式（Continuous Conduction Mode, CCM），4/3=2/1=；④两个开关管S1、S2交错导通，相位差为180°且占空比＞0.5。

图3 所提电路拓扑及其等效电路（含单个SCU）

在一个开关周期s中，该变换器有八个开关模态。由于电路的对称性，这里只对前四个开关模态的工作过程进行介绍。变换器的主要工作波形如图4所示，其各个开关模态的电流路径如图5所示。

图4 变换器的主要工作波形

图5 前四个开关模态的电流路径

开关模态Ⅰ[0,1]：如图5a所示，开关管S1、S2及二极管VDm1、VDo1导通，二极管VDc1、VDc2、VDm2、VDo2关断。在这个短暂过程中，由于耦合电感1的漏感k1的作用，使得二极管VDo1、VDm1被迫导通。在1时刻，耦合电感1、2的漏感电流与励磁电流相等（ik1= im1，ik2=im2），即两耦合电感二次绕组电流sec1、sec2减小到零，二极管VDo1、VDm1关断，进入开关模态Ⅱ。

开关模态Ⅱ[1,2]：如图5b所示，开关管S1、S2导通，二极管VDc1、VDc2、VDm1、VDm2、VDo1、VDo2关断。在此开关模态下，输入电压i分别给耦合电感1、2储能，输出电容o单独给电阻负载o供电。2时刻，开关S2断开，进入开关模态Ⅲ。

开关模态Ⅲ[2,3]：如图5c所示，开关S1及二极管VDc2、VDm2、VDo2导通，开关S2及二极管VDc1、VDm1、VDo1关断。在此开关模态下，输入电压i、耦合电感2与电容c1、m1串联后给输出电容o和负载o供电。同时，电容c1与耦合电感1、2的二次绕组串联后给电容m2反向充电。2的部分漏感能量通过二极管VDc2被电容c2吸收，漏感电流ik2逐渐减小，直到3时刻，ik2=sec2，二极管VDc2的电流下降到零而截止，进入开关模态Ⅳ。

开关模态Ⅳ[3,4]：如图5d所示，开关管S1、二极管VDm2、VDo2导通，开关管S2、二极管VDc1、VDc2、VDm1、VDo1关断。在此开关模态中，除了通过二极管VDc2的电流减小到零而截止外，其他通路与开关模态Ⅲ相同。4时刻，开关S2闭合，进入开关模态Ⅴ。由于两相电路的对称性，开关模态Ⅴ~Ⅷ分别与开关模态Ⅰ~Ⅳ的工作过程相同，这里不再重复介绍。

2 稳态性能分析

2.1 电压增益M

为了便于分析，令m1=m2=m，k1=k2=k，并忽略开关模态Ⅰ、Ⅴ这两个漏感引起的短暂过程。

当开关S2断开时，即工作在模态Ⅲ、Ⅳ时，励磁电感m2的电压um2-discharge及二次绕组电压sec2-discharge分别为

式中，Uc1、Uc2、Um1、Um2分别为电容c1、c2、m1、m2的电压；o为输出电压；为耦合电感的耦合系数。

当开关S2闭合时，即工作在模态Ⅱ、Ⅵ、Ⅶ、Ⅷ时，励磁电感m2的电压um2-charge为

根据耦合电感2的伏秒平衡得

式中，为开关管驱动信号的占空比。

由式（1）~式（4）可得

根据对称性可知

联立式（5）~式（9）解得

在实际耦合电感设计中，由于耦合系数接近于1，对电压增益影响并不大。为了方便分析，以下均不考虑漏感，即=1。则在不考虑漏感的情况下，变换器理想电压增益为

图6给出了当k=1时，不同耦合电感匝比下的变换器电压增益曲线。从图6可以看出，所提变换器不仅能通过占空比D来调节电压增益，还能在占空比固定的条件下，改变匝比N来进行辅助调压。

式（12）给出了所提变换器含有单个SCU时的电压增益表达式。当含有个SCU时，同理可得，其理想电压增益表达式如式（13）所示。由此可知，每增加一个SCU，电压增益提高(1+)/(1-)。

图7为当占空比D为0.6时，电压增益M随耦合电感匝比N和SCU个数n的变化曲线。由此可以看出，电压增益随着N、n的增加而增加。当耦合电感匝比N过高时，可以增加SCU个数n来提高电压增益。

2.2 元器件电压应力

根据变换器的工作原理及稳态性能分析可知，元器件的电压应力如下：

开关管S1、S2的电压应力为

二极管VDc1、VDc2的电压应力

二极管VDm1、VDm2的电压应力为

二极管VDo1、VDo2的电压应力为

由式（14）~式（17）可知，所有功率器件的电压应力都远低于输出电压o，可以采用低耐压值高性能的半导体器件来提高变换器的效率与可靠性。

2.3 性能对比

表1给出了所提变换器与其他文献提出的高增益变换器的性能对比参数。图8为当耦合电感匝比=2时，各个变换器的电压增益和开关管电压应力曲线。文献[9]混合开关电感与开关电容的方法提出了一种准Z源高电压增益变换器。文献[10-11]采用交错并联技术与开关电容相结合的方式来实现高电压增益，但由于均没有耦合电感匝比的参与，这两种变换器提高电压增益的程度有限，并且开关管的电压应力也较高。文献[21-23]同样采用耦合电感交错并联的形式，但是本文所提变换器仍然具有一定优势。文献[21]提出的变换器比本文所提变换器在多使用一个电容的情况下获得较低的电压增益，开关管的电压应力也较高。文献[22]提出的变换器与本文所提变换器少使用两个二极管和一个电容，但是本文所提变换器的电压增益更高、开关管电压应力更低，并且文献[22]提出的变换器输出端为电容串联，会导致输出电压纹波较高。虽然所提变换器的电压增益低于文献[23]提出的变换器，但文献[23]提出的变换器使用了较多的元器件来获得高电压增益，导致电路的成本和体积增加。

表1 变换器的性能对比

Tab.1 Performance comparison of the converters

注：S为开关管，VD为二极管，为电感，为电容，DCM为二极管和电容单元数量。

图8 匝数比N=2时变换器性能对比曲线

3 实验验证

为了验证理论分析的正确性以及所提变换器的可行性，制作了如图9所示的额定功率为1kW的样机。变换器的主要参数见表2。

图9 实验样机

表2 主电路参数

Tab.2 Main circuit parameters

图10为该变换器在半载下的实验波形，可以看出，实验结果与稳态分析过程相符，两相电路的波形一样，不存在功率失衡问题，便于变换器功率最大化设计。当占空比约为0.61时实现了40V到380V的高电压增益转换。图10a为开关管驱动电压与耦合电感1、2的漏感电流及二次绕组电流的波形，可以看出，ik1与ik2的平均值近似相等，实现了自动均流特性，这也与理论分析波形一致。图10b为开关管S1、S2的电压、电流波形，可以看出，无源钳位电路有效地削弱了开关管上的漏感尖峰，但开关管S1、S2还是存在一定的振荡尖峰，这是由于实际钳位二极管VDc1、VDc2存在结电容等寄生参数，导致耦合电感的漏感与开关管、钳位二极管的结电容等发生谐振。只要选取的开关管留有一定的裕量，振荡尖峰并不会影响变换器的正常工作。忽略电压振荡尖峰后，开关管S1、S2的电压应约为100V，与理论计算结果一致。图10c~图10e分别给出了二极管VDc1、VDc2、VDm1、VDm2、VDo1、VDo2的电压、电流波形，其电压应力（忽略电路寄生参数引起的振荡尖峰）分别约为200V、200V、200V、200V、140V、140V，与理论计算大致相符，电流波形与稳态过程分析基本相同。图10f为电容c1、c2、m1、m2的电压波形，可以看出，电容c1、c2、m1、m2的电压分别约为100V、100V、150V、150V，与理论计算值相符。图10g为输入电流波形，可以看出输入电流i的纹波较低，峰峰值约为3A，增加输入滤波电容i(1mF)后，从电压源流入变换器的电流source纹波峰峰值约为400mA，纹波系数约为3%，满足大部分低输入电流纹波的应用场景。

图11是变换器在i=40V，0=380V，0=1kW时的各部分损耗理论值及分布图。从图11中可以看出，当输出满载时，开关管S1和S2上产生的导通损耗S-cond=14.80W，开关损耗S-switch=2.30W，耦合电感上产生的损耗CL=20.63W，二极管上的损耗VD=12.64W，电容上的损耗P=1.73W，线路上的损耗以及其他杂散损耗太小忽略不计，总损耗为52.10W。可以看出，变换器在满载时的效率理论值为94.79%。

图11 变换器功率损耗分布

图12给出了该变换器的效率曲线。测量效率所使用的主要仪器有万用表（VC890C+）、可编程直流电源（IT6521C）。测量过程中，要始终保持在实验样机的输入与输出端口测量电压电流的实时数据。从图12可以看出，当工作在300W时效率最高，为97.34%；满载时（1kW），变换器的效率为94.64%，与理论计算值接近；从轻载到重载，变换器的效率基本能够达到95%以上。

图12 效率曲线

4 结论

提出了一种对称型交错并联耦合电感高增益DC-DC变换器，详细分析了该变换器的工作原理及稳态性能，并通过1000W的样机进行了实验验证。理论分析和实验结果表明所提变换器具有以下特点：

1）采用交错并联的结构，一方面扩大了变换器的容量，另一方面降低了输入电流纹波。

2）两相电路完全对称，且相互耦合，能够自动实现均流，不存在功率失衡问题。

3）既可以通过改变耦合电感的匝数比来调节电压增益，又能够增减SCU个数来进行辅助调压，提高了变换器的灵活性。

4）电压增益较高，开关管电压应力较低，可采用低电压应力、低导通电阻的开关管来降低导通损耗和成本，提高变换器效率。

鉴于以上特点，所提变换器非常适用于高电压增益、低输入电流纹波的大功率应用场景，如分布式发电系统和电动汽车等领域。

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Symmetrical Interleaved Low Input Current Ripple High Step-Up DC-DC Converter Based on Coupled Inductor

Ding Jie Gao Shuang Zhao Shiwei Yin Huajie

（Electric Power College South China University of Technology Guangzhou 510641 China）

Aiming at high voltage gain and high power application scenarios, the article proposes a symmetrical interleaved DC-DC converter based on coupled inductor. This circuit topology combines the advantages of interleaved connection and coupled inductors. On the one hand, it expands the capacity of the converter and reduces the input current ripple. On the other hand, the turns ratio of the coupled inductor can be used to adjust the voltage gain and improve the flexibility of the converter. Because the two-phase circuits are coupled together and completely symmetrical, automatic current-sharing can be realized, so there is no power imbalance problem. By integrating Switched Capacitor Units(SCU) and extending them to, the voltage gain is further improved and the problem of high turns ratio of coupled inductor is avoided. Also, the voltage stress of the power device is reduced. Therefore, low voltage level and high performance semiconductor devices can be used to improve the converter’s efficiency. The operating principle and steady-state performance of the converter are analyzed, and a 1kW prototype is made. The highest efficiency of the converter is 97.34%, and 94.64% at full load (1kW).The experimental results verify the correctness of the theoretical analysis and the feasibility of the proposed converter.

High step-up, interleaved, coupled inductor, low input current ripple, switched capacitor

TM46

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.200713

2020-06-26

2020-10-12

丁 杰 男，1993年生，硕士研究生，研究方向为高增益DC-DC变换器拓扑、直流微电网等。E-mail：726991596@qq.com

赵世伟 男，1979年生，副教授，硕士生导师，研究方向为电机控制、直流微电网等。E-mail：epswzhao@scut.edu.cn（通信作者）

（编辑 赫蕾）