AC/DC开关电源建模与仿真研究

丁国臣，杨晓霞，张 芳，任秀芳

（海军航空大学青岛校区，山东 青岛 266000）

0 引 言

当今电子设备迅速发展，开关电源作为其中的关键部分，也越来越小型化、便利化。但同时，开关电源内部结构愈加复杂，以往设计阶段所采用的产品试制和实物实验，需耗费大量精力，且提高成本。相较而言，计算机仿真是一个虚拟的实验环境，设计者可自主选择元器件搭建电路，在更换元器件、测量等方面都要比实物实验快得多，并且不会造成器件的浪费，大大降低了设计成本，缩短了研发周期。

本文首先对全桥式开关电源原理电路进行分析，计算和设计电路中元器件参数，根据预期指标完成各部分电路关键元器件的选型。应用仿真软件Multisim对电路进行建模仿真[1,2]，研究改变元件参数对电路性能的影响。针对开关管“硬开关”工作模式下损耗大的问题，引入可实现“软开关”技术的移相全桥变换器，研究开关的零导通和零关断问题。

1 开关电源原理电路

本文设计的AC/DC开关电源输入电压为220 V工频交流电，输出直流电压24 V，波动范围10%，开关管的工作频率50 kHz。由输入电路、开关电源主电路、输出电路及驱动控制电路四部分组成，如图1所示。其中，输入电路采用全桥式整流滤波电路；主电路包括DC/AC变换器和高频脉冲变压器，变换器采用全桥式变换器；输出整流滤波采用全波整流滤波电路；驱动控制电路由控制芯片TL494、驱动芯片IR2110及其外围电路组成。

1.1 输入整流滤波电路

220 V工频交流电在接入开关电源主电路之前要进行AC/DC变换，采用全桥整流滤波电路。经整流后电压：

二极管能承受的最大反向电压[3]：

选取二极管时需考虑二极管的最大反向电压，本文为220 V交流输入，故选取耐压值600 V的1N4005型整流二极管。滤波电容选取耐压值为400 V，2 000 μF的电解电容器。

1.2 输出整流滤波电路

输出整流滤波电路的主要功能是将主电路输出的高频交变方波电压，通过两个整流二极管转换成单一极性的高频方波电压。配合LC滤波电路，滤除脉冲电压中的高次谐波，输出平滑且稳定的直流电压。

输出端的整流二极管反向恢复时间应尽可能短，控制在50 ns以内。其耐压值应为峰值电压的两倍以上，最大工作电流应为输出电路的三倍。因此本文选用反向耐压值为200 V，最大整流电流6 A的MUR1620型超快恢复二极管。

1.3 全桥变换器

全桥变换器最大的优点是利用率高，适用于大功率电路。但由于其使用4个开关管，所以驱动控制电路较其他类型变换器复杂的多，设计时要考虑的因素也更为复杂。

变换器工作时，同一桥臂上的开关管交替导通或截止，即Q1、Q3同步工作，Q2、Q4同步工作，变压器T二次侧输出功率。经过整流滤波后输出电压Uo为：

式中，N2/N1为变压器匝数比的倒数。当输入端电压产生波动时，通过调节占空比D的值使得Uo保持稳定。

220 V工频交流电经整流滤波电路后输出的直流电为310 V，所以选择的开关管耐压值应不小于500 V。与晶体管相比，MOS管具有输入阻抗高、噪声低、热稳定性好等优点，因此本文选择耐压值为500 V的MOS管作为开关管，型号为IRF420。

1.4 高频变压器设计方法

高频变压器是开关电源的重要元器件，与线性稳压电源所用的变压器主要区别在于工作频率和铁芯材料不同。一般高频变压器工作频率在kHz到MHz之间，铁芯采用铁氧体磁芯材料。

（1）电压比kT：电路在最大占空比和最低输入电压的条件下，输出电压能达到要求的上限，输出电压应留有裕量。

ΔU为电路中的压降，应包含整流二极管压降和电路中的线路压降等。

（2）根据式（5）选取合适的铁心[4]：

式中，Ae为铁心截面积；Aw为铁心窗口面积；PT为变压器传输的功率；fs为开关功率；ΔB为铁心材料所允许的最大磁通密度的变化范围；dc为变压器绕组导体的电流密度；kc为绕组在铁心窗口中的填充因数。根据截面积（AeAw）在厂家提供的产品手册中选择合适的铁心。

（3）绕组匝数

通常计算次级绕组匝数N2较为简单，公式为：

式中，SV为绕组承受的最大伏-秒面积，定义为：

对全桥型电路，次级绕组最大伏-秒面积为：

因此二次绕组匝数的计算方法可以为：

通过电压比可计算出一次绕组匝数。

1.5 PWM控制电路和驱动电路

本文中开关电源的控制方式采用脉冲宽度调制（PWM），用于输出控制信号，控制开关管的通断时间。选用可双端输出的TL494控制芯片，TL494芯片工作频率可达300 kHz，可满足一般开关电源的频率需求。

位于控制电路与开关管之间的为驱动电路，作用是驱动开关管执行控制电路发出的指令。本文采用集成的驱动芯片，带自举电路的IR2110。

1.6 移相全桥变换器

软开关的核心思想就是避免开关管工作过程中电流与电压出现重叠的现象，从而降低开关管的损耗，如图4所示，使开关电源工作频率可进一步提高。

本文研究的移相全桥软开关采用ZVS方式，其结构较普通的全桥变换器多了四个谐振电容C1～C4和谐振电容L[5]，其结构如图5所示。

MOS管的输出电容Coss可作为谐振电容，通过查询IRF420型MOS管的使用手册，其输出电容Coss=150 pF。考虑到输出电容的非线性等效值，谐振电容的计算方法大约为C1=C2=C3=C4=(4/3)Coss=200 pF。由上文中的分析可知，电感在谐振过程中需要为4个电容的充放电提供能量，所以电感的取值应满足：

经计算，本文中谐振电感应取15μF。

2 主电路建模与仿真

对全桥DC/AC变换电路部分进行仿真分析，输入电源Ui=310 V，加入电压控制源作为开关管的控制信号，经驱动电路输出方波信号，研究DC/AC变换的可行性。设计高频变压器参数，加入全波整流滤波电路，建全主电路模型。

2.1 全桥变换器

在Multisim仿真环境下，搭建以IRF420型MOS管作为开关管的DC/AC全桥逆变电路，如图6所示。驱动电路采用前文所介绍的电路，控制源采用理想信号源。

在全桥逆变电路中加入栅极电阻R1～R4，并联二极管D5～D8，加快MOS管的通断、释放栅极电荷，保护MOS管。二极管D1～D4起续流作用，R9～R12及C7～C10构成RC缓冲电路。设置PWM控制信号，周期T=20 μs，导通时间ton=6 μs，占空比D=30%。负载两端的输出波形如图7所示。

由图7可知，当输入为理想的310 V直流电源时，输出的交变方波信号脉冲宽度大约为6 μs，死区时间约为4 μs。交变方波的幅值为309 V左右，没有明显波动，与预期目标一致。仿真结果证明，全桥逆变电路可以实现DC/AC的逆变换，所选的RF420型MOS管性能参数符合电路要求。

2.2 变压器建模与仿真

由于Multisim仿真软件无法实现高频变压器的建模，现只将高频变压器的参数计算方法说明如下，在进行仿真时选用的是元件库中的理想变压器。

选择铁氧体作为磁芯后，根据式（5）计算铁心截面积与窗口面积的积，即AeAw。其中，Pt取48 W；开关频率fs取50 kHz；ΔB取值为0.2 T；dc取4×106A/m2；kc取值0.5。经计算，本文中的AeAw=2.4×10-9m4，可以选择铁心型号为EE25，Aw=0.4×10-4A/m2，Ae=0.782×10-4A/m2，AwAe=3.128×10-9A/m4， 满 足要求。

在确定好铁心的型号后，根据式（9）计算二次绕组匝数N2=30匝，根据式（4）算出电压比KT≤9.6，取KT=9，则N1=270匝。在Multisim的元件库中选择理想变压器进行替代，匝数比为270∶30。

2.3 开关电源主电路整体仿真

在图6模型的基础上加入带中心抽头的变压器、全波整流电路及LC滤波电路，搭建开关电源主电路，如图8所示。

首先研究滤波电容对于输出电压的影响[7]，开关管的工作频率为50 kHz，占空比D=25%。保持负载及电感参数不变，滤波电容取值依次为0.02 μF、0.2 μF、2 μF、20 μF、100 μF、400 μF，测量结果如表1所示。

表1 不同滤波电容滤波效果

由仿真结果可知，滤波电容的大小对于滤波效果影响较大，滤波电容过小时会产生超调，并且输出电压会产生振荡。增大滤波电容可以得到预期平滑的直流电压，但是输出电压进入稳态的时间变长，且过大的电容会造成浪费。综合考虑，本电路的滤波电容选用20 μF较为合适。

在加入LC滤波电路后，设置控制信号占空比D=25%，改变输入的直流电压依次为280 V、310 V、342 V，测量输出端电压Uo，实验结果如表2所示。

表2 理论输出电压与实际输出电压对比

设置输入电压为280 V，微调控制信号占空比，使输出电压为24 V，仿真波形如图9（a）所示，测得控制信号脉冲宽度为8.751μs，输出电压为24.028 V，主电路所需最大占空比Dmax为42.75%。再将输入电压设置为324 V，同样微调控制信号占空比使得输出为24 V，仿真波形如图9（b）所示，测得控制信号脉冲宽度为7.84 μs，输出电压为23.952 V，所需最小占空比Dmin为39.2%。在前文对TL494进行仿真时，测得该芯片的占空比调节范围为4%～45%，说明TL494控制芯片满足该全桥变换器的工作需求。

在图8电路基础上，将TL494及其外围电路接入驱动控制电路中，替换理想的控制信号，再将理想的直流电源替换成全桥整流滤波电路，则AC/DC开关电源电路搭建完成，其模型如图10所示。

对整体电路进行仿真分析，输出电压波形如图11所示，电路进入稳态后电压稳定于23.9 V左右。原因一是在于反馈端存在误差，导致TL494控制输出电压Uo存在误差，第二个原因在于TL494自身控制精度存在问题。

利用Multisim14.0里的电流探针，配合示波器，观察开关管导通与截止过程中电流与电压的关系。

由图12、图13可知，在开关管导通和截止过程中，存在电压、电流重叠的现象，导致损耗的产生。开关频率越高，损耗也就越大[6]。这就是“硬开关”所带来的问题，它限制了开关电源高频化与小型化。我们希望在开关管导通与截止过程中，电流或者电压先下降到零，之后再流过电流或者产生压降，从而避免电压、电流的重叠，也就是采用“软开关”技术。

2.4 移相全桥变换器简化模型

因元件库中无移相控制芯片，只能利用理想信号源将滞后桥臂两只开关管的驱动信号滞后2μs，以此模拟移相的效果。4只MOS管的控制信号如图14所示，上方波形为超前桥臂Q1、Q4的控制信号，下方为滞后桥臂Q2、Q3的控制信号。其脉冲宽度均为7μs，驱动电路同样采用IR2110集成芯片，搭建简化的移相全桥变换器电路如图15所示。

测得开关管Q1上电流与电压波形图16所示。

由开关管导通时电流与电压的波形判断，谐振回路配合移相全桥变换器可以实现开关管的软开关。图16中电压下降过程较为平滑，没有出现波动。从图17开关管的导通过程可以看出，电流与电压之间没有交叉点，能较好的实现零电压导通，并且间隔较大，确保MOS管导通过程中不会产生损耗。

从图18开关管截止过程发现，ZVS-零电压开关在开关管关断时，无法完全避免电流与电压产生交叉点，这是由于其谐振电路特性所导致的。但对比图13的硬开关方式，ZVS方式下关断电流与电压交叉点明显降低，从这个角度看该方式能起到降低损耗的作用，但仍有提高的空间。

3 结 论

本文运用Multisim仿真软件搭建开关电源仿真模型，研究改变器件参数对电路性能的影响，仿真结果与理论结果基本一致，证明计算机仿真的可行性。搭建移相全桥变换器的简化模型，与“硬开关”方式进行了对比，证实“软开关”技术确实能降低开关管工作时的损耗，可解决开关电源高频化而又不增加切换损耗的难题，是未来新型开关电源的关键技术。

另外，本文在建模过程中仍存在一些不足，一是Multisim仿真软件无法对高频脉冲变压器建模，通过查阅资料，Saber、Orcad pspice等更专业的电路仿真软件可以实现高频变压器的建模与仿真；二是未建立能实现软开关的移相全桥变换器的完整模型。