基于级联MZM 的12 倍频抑制载波全双工RoF 系统

王现彬，王颖莉，杨 洁，康元元

（石家庄学院 机电学院，河北 石家庄 050000）

在高速无线接入技术中，光载无线通信（RoF）集光纤通信和无线通信优势于一体，受到研究者关注，而如何生成高频率、低成本、宽调谐的毫米波信号是其中一个研究热点[1-4]。在众多毫米波生成方案中，基于马赫曾德尔调制器（MZM）非线性效应的外部调制技术，以其结构简单、频谱纯净、易于调制等优点成为首选[5-6]。利用 MZM 生成毫米波有双边带调制（DSB）、单边带调制（SSB）、光抑制载波调制（OCS）3 种方式[7-9]。DSB 实现结构简单，但受功率周期性衰减效应影响严重；SSB 可以有效抑制功率周期性衰减效应，然而其调制效率及倍频系数较低，应用广度有限；OCS 抑制了不携带任何信息的中心载波，具有较高的倍频能力、频率效率及抗色散能力，但若将待传数据同时调制到两个边带后码元时移效应影响加剧，会进一步限制系统性能。Zhang 等[10]提出了一种基于单MZM 的OCS 8 倍频毫米波实现方案，由9 GHz 的射频驱动信号产生72 GHz 的光生毫米波信号，当误码率（BER）在10-9时，下行链路传输20 km 后功率代价仅为0.9 dB。Muthu 等[11]采用双平行MZM 实现了10 倍频OCS 光生毫米波信号，下行链路传输20 km后功率代价为2.5 dB。张建明等[12]利用两级MZM 串联完成了6 倍频全双工RoF 系统，并利用波长相关的光纤布拉格光栅（FBG）实现边带分离以进行上行链路传输。这些文献报道中所产生的毫米波信号倍频系数相对较小，器件波长相关性较强，不易调整，且大部分只分析了下行链路系统的传输性能。为此，本文提出了一种两级MZM 串联的OCS 光生毫米波产生方案及全双工RoF 系统，利用两级MZM 在中心站（CS）串联实现12 倍频于射频驱动信号的OCS 光生毫米波信号，在基站（BS）利用波长重用技术实现数据上行，并进行了性能仿真研究。本研究相关结果可为RoF 系统设计与实现提供参考。

1 理论分析

1.1 12 倍频光生毫米波产生

本文所提出的级联MZM 的12 倍频OCS 光生毫米波产生结构如图1 所示。假设激光器（LD）发出的连续光波为Ein(t)=A0exp(jω0t)。其中：A0和ω0为光信号的幅度和角频率。射频驱动信号为Er(t)=Arcos(ωrt)。其中：Ar和ωr为射频驱动信号的幅度和角频率。连续光波Ein(t)经过偏振控制器（PC）后耦合进入MZM1，而Er(t)分别控制MZM1 的两射频电极，且两路信号反相，即上臂为v1(t)=Er(t)，下臂为v2(t)=-Er(t)=-v1(t)。此时MZM1 的输出光场为

式（1）中：IL 为插入损耗；γ 为上下两臂的分光比，一般取γ=0.5。Vbias1和Vbias2为MZM1 上下臂的直流偏置电压，令Vbias1=0 V，Vbias2=4 V。VπDC为直流半波电压，VπRF为射频半波电压，且VπDC=VπRF=Vπ=4 V。利用贝塞尔函数将式（1）展开为

式中：J2n+1为2n+1 阶第一类贝塞尔函数；β=πAr/Vπ，称为调制指数。从式（2）可以看出，MZM1 输出的光信号中心载波和偶数阶边带得到了抑制，只保留了奇数阶边带。在进行理论分析时，设Er(t)的幅度Ar为4.632 V，由此可算得β=3.636。图2 给出了第一类奇数阶贝塞尔函数曲线，更高阶的贝塞尔函数曲线由于值过小而被忽略。由图2 可以看出，当β=3.636 时，J7(β)≈0，J3(β)=0.404，J1(β)=J5(β)=0.096，即Eo1(t)中只包含±1、±3 和±5 阶边带，且±3 阶边带峰值功率最大，而更高阶的边带由于其值过小在频谱中没有显示出来。

图1 12 倍频OCS 光生毫米波产生结构

图2 第一类奇数阶贝塞尔函数

MZM2 与MZM1 设置完全相同，射频驱动信号Er(t)经过电相移器（PS）相移90°后接入MZM2 两射频电极，且两路反相，MZM2 的输出光场进行贝塞尔展开后为

与式（2）相同，式（3）中n 取0、1、2。将式（2）代入式（3）化简得

由式（4）可以看出，此时光频谱中只存在±2 阶、±6 阶和±10 阶边带。结合图2 可知，±6 阶边带峰值功率最大，±10 阶边带次之，±2 阶边带峰值功率最小。随后，该光信号经过掺铒光纤放大器（EDFA）放大后借助光纤传输到接收端，在接收端PIN 光电二极管拍频得到光生毫米波信号。忽略PIN 光电二极管噪声影响，拍频后光生电流为

其中R 为PIN 光电二极管响应度。从式（5）可以看出，电流i(t)中包含4 项内容：第1 项为直流量，会被直接滤除；后3 项分别为射频驱动信号的4 倍频、12倍频和16 倍频射频量，4 倍频和16 倍频射频量幅度相等，结合图2 可知其值远远小于12 倍频射频量，即最终所产生的光生毫米波信号中以12 倍频射频量为主。

1.2 电、光频谱影响因素分析

利用光学仿真软件按照图1 所示构建系统并进行了仿真研究。仿真时除前述相关参数外，LD 中心频率为193.1 THz，线宽为10 MHz。射频驱动信号Er(t)频率为5 GHz。两个MZM 消光比设定为100 dB（理想状态）。EDFA 增益及噪声指数分别为20 dB 和5 dB。光纤长度设定为0 km，即进行背靠背（BTB）传输。PIN 光电二极管响应度为1 A/W，暗电流为10 nA，忽略热噪声影响。最后，采用光谱仪和射频仪进行频谱观测。

图3(a)为采用两级MZM 串联所产生的OCS 光信号频谱图。从图3(a)中可以看出，±2 阶边带幅度几乎可以忽略，±6 阶边带峰值功率最大，其与±10 阶边带的光边带抑制比（OSSR）为38.44 dB，该结果与式（4）理论分析完全一致。图3(b)为利用射频仪所观测的电毫米波信号频谱图，在20 GHz（4 倍频于射频驱动信号）和80 GHz（16 倍频于射频驱动信号）处存在2个幅度相同的射频杂散波，与60 GHz（12 倍频于射频驱动信号）射频频谱相比，射频杂散抑制比（RFSSR）为30.7 dB，展示出了较为纯净的射频频谱。该结果也与式（5）所述基本一致，印证了本研究理论推导的正确性。

图3 OCS 光信号频谱图及12 倍频毫米波信号频谱图

由于实际系统的不理想性，MZM 消光比（ER）、电PS 的相移扰动及调制指数β 变化等因素都会对OCS 光谱及12 倍频毫米波频谱产生影响，进而影响系统性能。为对实际系统设计提供理论参考，分别探讨了上述3 种因素的影响。图4 给出了ER 变化对RFSSR 的影响。可以看出，最初阶段随着ER 增大，RFSSR 线性增大，当ER 超过30 dB 后，RFSSR 基本维持在30 dB 不再变化，故实际MZM 的ER 不应低于30 dB。图4 中放大插图为ER=15 和ER=30 时所对应的OCS 光信号频谱图。当ER 较小时，低阶边带上的峰值功率较大，从而拉低了±6 阶边带上的峰值功率，拍频后造成RFSSR 下降。

图4 MZM 消光比对RFSSR 的影响

图5 所示为电PS 扰动对OSSR 和RFSSR 的影响。可以看出，OSSR 和RFSSR 基本呈现出对称分布，当电PS 扰动为0（即电PS 相移为90°）时，OSSR 和RFSSR 最大，分别为37.39 dB 和30.27 dB。当OSSR和RFSSR 最低为15 dB 时，其对应的扰动范围分别为88.1°～91.9°和89.2°～90.9°，即该系统OSSR 对相移扰动有更大的承受能力，而RFSSR 对相移扰动更为敏感，其原因是PIN 光电二极管拍频与相移有关。

图5 电PS 扰动对OSSR 和RFSSR 的影响

图6 所示为调制指数β 变化与OSSR 和RFSSR 的对应关系。图6 曲线分布与图5 基本相似。当β=3.636时OSSR 和RFSSR 最大，分别为37.39 dB 和30.27 dB，这与图5 的峰值相同，即都是在所有参数最优的情况下得到的OSSR 和RFSSR。当OSSR 和RFSSR 最低为 15 dB 时，其对应的调制指数波动范围分别为3.58～3.70 和3.61～3.66，同样RFSSR 对调制指数变化也较为敏感。

图6 调制指数β 对OSSR 和RFSSR 的影响

2 RoF 全双工系统

为进一步验证本文所提的OCS 光生毫米波产生方案的有效性，建立了如图7 所示的全双工RoF 系统。在CS 站采用波分复用技术（WDM）实现±6 阶上边带或下边带的单边带调制，以减小码元时移效应的影响；在BS 端结合载波重用技术实现上行链路数据传输，以节省BS 站激光源；在用户端引入自零差解调技术实现基带信号自解调，来降低对本地射频源的需求。

CS 站发射机采用图1 所示结构，产生以±6 阶边带为主的光OCS 载波。经EDFA 放大后，利用WDM技术经分插复用器（DEMUX）将±6 阶边带滤出，通过合理设置DEMUX 带宽，将±10 阶边带滤除，使光频谱更为纯净，更容易拍频产生纯净的射频信号。随后，采用幅度调制（AM）将基带信号S(t)加载到+6阶边带上，再与-6 阶边带通过合波器（MUX）进行合波，实现单边带调制，进而可有效降低码元时移效应的影响。信号经下行链路光纤传输后到达BS 站，由功率分束器（PowerS）将光信号分成两路，一路经PIN 光电二极管拍频产生电射频信号，并经过发射天线传输到用户端（该模块仿真时省略）。到达用户端后，采用自零差解调技术实现基带信号解调，通过低通滤波器（LPF1）滤波后进行系统性能观测。由PowerS分出的另一路光信号借助DEMUX 将未调制的-6 阶边带取出，作为上行链路载波使用。该载波与用户端数据S1(t)进行AM 调制后上行传输，到达CS 站经PIN2光电转换，再经LPF2 滤波后送至BERT2 进行系统性能观测。仿真时下行链路S(t)数据速率为3 Gb/s，上行链路S1(t)数据速率为2 Gb/s。DEMUX 带宽为10 GHz，中心频率分别与±6 阶边带对应。光纤衰减系数为0.2 dB/km，色散系数为16.75 ps/(nm·km)，色散斜率为0.075 ps/(nm2·km)，有效纤芯面积为80 μm2，ER、相移及调制指数β 采用最优值，其他参数与前文相同。

图7 全双工RoF 系统结构图

图8 为下行和上行链路在不同传输距离时所对应的眼开度代价。可以看出，眼开度代价随传输距离增大而增大。当传输距离小于30 km 时，下行链路眼开度代价较大，传输距离超过30 km 后上行链路眼开度代价高于下行链路。在眼开度代价为1 dB 时，上行链路传输距离为35 km，而下行链路则达到44 km，表现出了较好的系统性能。图8 中放大插图分别为1 dB眼开度代价时下行链路和上行链路所对应的眼图。

图9(a)展示了下行链路接收机光功率与BER 的对应关系，而图9(b)则展示了上行链路接收机光功率与BER 的对应关系。从图9(a)可以看出，BTB 传输和30 km 距离传输时BER 都随接收机光功率增大而减小。当BER=10-9时，BTB 传输所对应的接收机光功率为-37.18 dBm，而传输30 km 后所对应的接收机光功率为-36.39 dBm，功率代价为0.79 dB。上行链路功率代价更小，仅为0.07 dB，如图9(b)所示。整体而言，此全双工RoF 系统性能较为优秀。

图8 眼开度代价随传输距离变化曲线

3 结论

本文提出了一种基于级联MZM 的OCS 光生毫米波实现方案及全双工RoF 系统。本方案通过设置MZM偏置电压和射频驱动信号幅度，只保留±6 阶光边带，再结合PIN 光电二极管拍频产生12 倍频毫米波信号。在理想状态下其对应的OSSR 和RFSSR 分别为38.44 dB和30.7 dB。在此基础上分别探讨了ER、电PS 扰动及调制指数β 对OSSR 和RFSSR 的影响，仿真结果表明ER 影响较小，而电PS 扰动及调制指数β 波动需进行控制。结合WDM 技术、波长重用技术及自零差解调技术，进行了基于本方案的全双工RoF 系统研究，结果显示传输30 km 时下行链路和上行链路对应的功率代价分别为0.79 dB 和0.07 dB。该12 倍频OCS 光生毫米波产生方案实现结构简单、倍频系数大、频谱高效且纯净，仿真结果表明基于该方案的全双工RoF系统传输性能较为优秀，能够有效满足RoF 通信需求。