50 kW大功率霍尔电推进PPU阳极电源设计

吴佳芮，周昂扬，魏吉文，王乃增，杨 旭，成渭民，宋 丹

（1.西安交通大学电气工程系，西安710049；2.西安微电子技术研究所，西安710054）

1 引言

航天推进系统作为航天器的动力系统，利用其携带的工质，依靠反作用力原理为航天器轨道修正、轨道转移、轨道保持、位置保持、交会对接、姿态控制提供力和力矩［1］。根据能量来源和转换方式的区别，航天推进系统可分为化学推进系统、电推进系统和激光推进系统等［2］。

作为电推进系统的心脏，电源处理单元（Power Processing Unit，PPU）主要具有功率转换、功率管理和智能控制功能。PPU通过对一次母线电源进行分配、控制，经高频隔离变换、滤波后给电推进器提供多路特定的高电压和大电流［3］。PPU在电推进系统中起重要作用，直接影响着电推进系统工作的稳定性和可靠性，决定着电推进系统对深空探测器主推进、空间站和大中型地球同步轨道（Geosynchronous orbit，GEO）［4］卫星轨道转移功能的实现。

为了进一步提高航天器的推力以进行深空探测、载人航天等任务，需要增加电推力器的功率。根据能量守恒定律，随着电推力器所需功率的增加，PPU提供的能量也需要大幅增加。阳极电源作为PPU中最主要的部分，其功率占PPU的90%以上。因此，有针对性地预先开展大功率（10～50 kW）PPU包括阳极电源技术的研究具有非常重要的战略意义。

国外对电推进PPU的研究已经比较深入：Bozak等［5-6］研究了高输入电压基于碳化硅的PPU系统，其中阳极电源最大输出功率可达到15 kW；Soendker［7］采用了一种3条通道组成的霍尔电推进器，由内向外功率分别为15 kW、30 kW、55 kW，分别由3个阳极电源模块供电，总功率达到100 kW；俄罗斯、欧洲也很早开始了大功率的霍尔推进器的研究，功率均能够达到20～30 kW以上；其中俄罗斯研究的功率最高的霍尔推进器其功率达到140 kW［8］。

而国内对10～50 kW的霍尔电推进技术有一定的研究基础，2017年上海空间推进研究所完成了10 kW的霍尔推力器的研制［9］，但针对大功率的霍尔推进器研究还较少。针对未来载人航天或深空探索的任务，亟需开展10～50 kW以上的大功率PPU技术研究。

本文提出一种50 kW的阳极电源解决方案，采用前级LLC、后级Buck的两级拓扑结构实现大功率的电能输出；同时针对两级拓扑结构提出一种新的控制方法，提升电源的效率。

2 总体方案

2.1 电源拓扑选择

阳极电源的最大输出功率为50 kW，输出电压调节范围为300～2000 V，根据该指标提出4个功率电路方案：倍压全桥方案、对称全桥方案、双移相全桥方案和两级拓扑方案。

2.1.1 倍压全桥拓扑

采用10个电源模块组成整个电源系统，所有电源模块输入并联、输出并联。单个电源模块输出电压为300～2000 V，输出电流为2.5～5 A，最大输出功率为5 kW。单个电源模块的拓扑如图1所示。

图1 倍压全桥拓扑Fig.1 Full bridge topology w ith double voltage

该拓扑与全桥拓扑的不同在于多了一个切换开关S，以实现倍压输出的效果。工作模式如下：

1）当工作在恒流段时，输出电压为300～1000 V，此时令切换开关S断开，该拓扑就完全变成了全桥拓扑。输出电压满足式（1）。

2）当工作在恒功率段时，输出电压为1000～2000 V，此时令切换开关S闭合，图1中的二极管D4承受反压而一直处于关断状态。在一个开关周期中令S1、S4的占空比为D。于是输出电压为式（2）。

由于占空比0≤D≤0.5，因此当输入电压为90 V时，输出电压只能在1000～1500 V的范围内调节。并且在0.5Ts≤t＜（0.5+D）Ts时段，电容C2上的电压迅速冲到nVi，瞬时电流很大。

2.1.2 对称全桥拓扑

为防止倍压全桥拓扑中的电容C2迅速充电而产生的瞬时大电流，可以将图1中的电感分开放置，倍压全桥拓扑就变成了对称全桥拓扑，如图2所示。其工作模式如下：

1）当工作在恒流段时，输出电压为300～1000 V，此时令切换开关S断开，该拓扑也完全变成了全桥拓扑。输出电压和变压器变比为式（3）。

2）当工作在恒功率段时，输出电压为1000～2000 V，此时令切换开关S闭合，在一个开关周期中令S1、S4的占空比为D。于是输出电压为式（4）。

图2 对称全桥拓扑Fig.2 Symmetric full bridge topology

该拓扑在恒流和恒功率状态下输出电压表达式完全相同，无法通过改变切换开关S的状态来实现倍压输出。

2.1.3 双移相全桥拓扑

双移相全桥拓扑如图3所示，红色全桥与蓝色全桥对应开关管（例如S1与S5）之间的移相角为α，每个全桥内对应开关管（例如S1与S4）之间移相角为β，所有开关管的占空比都为50%。

图3 双移相全桥拓扑Fig.3 Double-phase-shifted full-bridge topology

移相控制的基本思路是：在恒流段，输出电流比较大，令α=180°，则2个变压器的副边并联，通过调节β来改变输出电压；在恒功率段，输出电压比较大，令β=0°，通过调节α来改变输出电压。推导可得：

1）恒流段。移相角β与输出电压的关系可用式（5）表达。

取开关频率为200 kHz，通过Simulink仿真验证移相角β与输出电压的关系，仿真结果如表1所示，仿真结果与式（5）极为吻合。

表1 移相角β与输出电压的关系Table 1 Relationship between phase shift angleβand output voltage

2）恒功率段。移相角α与输出电压的关系可以用式（6）计算。

取开关频率为200 kHz，通过Simulink仿真验证移相角α与输出电压的关系，仿真结果如表2所示，仿真结果与式（6）极为吻合。

表2 移相角α与输出电压的关系Table 2 Relationship between phase shift angleαand output voltage

通过以上分析可以发现：此方案满足设计指标，也可减小变压器的容量，但是在恒流段，两整流桥并联输出，若2个变压器二次侧电压稍有不同，则会有电流不均问题，导致二次侧电流只从一个整流桥流过，影响电路正常工作。

2.1.4 两级拓扑

两级拓扑由前级LLC拓扑和后级Buck拓扑构成，如图4所示。前级LLC拓扑实现隔离保护和升压的功能，将输入电压升到2000 V母线电压。后级Buck拓扑实现降压的功能，将2000 V母线电压降到300～2000 V输出电压。

图4 两级拓扑Fig.4 Two-stage topology

由于功率较大，因此前级后级都由若干电源模块串联组成，接下来对前级和后级的模块数进行评估，前级LLC拓扑采用全桥整流，二极管承受的反压为式（7）。

式中：VFD为前级二极管承受的反压，V；VBus为母线电压，V；F为前级模块的数量。

后级Buck拓扑中二极管承受反压为式（8）。

式中：B为后级模块的数量。

前级模块数量与后级模块数量必须满足式（9）。

因此，前级与后级模块数的可能情况如下：

1）B=1，VBD=2000 V，此时市面上所有二极管都无法满足耐压要求。

2）B=2，VBD=1000 V，此时必须选择1700 V的SiC SBD。市面上耐压达到1700 V的SiC SBD最大电流为25 A，而后级二极管在恒流段要流过50 A的电流，因此无法满足要求。

3）B=3，F=3，前级3个模块，单模块功率16.7 kW，变压器不易设计，开关管不易选择。

4）B=3，F=6，前级6个模块，单模块功率8.33 kW，变压器容易设计，开关管容易选择。

因此，最终选择前级6个模块，后级3个模块，其详细结构如图5所示，所有LLC子模块的输入并联接到90～110 V输入母线，每两个LLC子模块的输出串联作为后级Buck的一路输入。每个LLC子模块的输出电压为333.33 V，Buck的每路输入电压为666.67 V。

图5 两级拓扑的详细结构Fig.5 Detailed structure of a two-stage topology

根据4种拓扑结构的详细分析，总结4种拓扑结构的优缺点如表3所示，最终通过对比选择两级结构作为阳极电源的拓扑结构。

表3 4种拓扑结构分析Table 3 Analysis of four topological structures

2.2 两级结构的优势

两级结构解决阳极电源的特殊负载特性造成对电源容量的影响，同时解决宽输出电压调节范围的问题。在第一级DC-DC变换器后再设置一级DC-DC变换器，可以适应负载对不同输出电压、电流的要求。该方案不仅可以满足负载曲线，而且可以根据设计要求选择不同的调压方案，灵活方便，输出串联，无均流问题，两级结构中前级LLC拓扑实现隔离保护和升压的功能，将输入电压升到2000 V母线电压。后级Buck拓扑实现降压的功能，将2000 V母线电压降到300～2000 V输出电压。因此将整个50 kW的阳极电源模块化，而将阳极电源模块化之后有以下3点优势：①较小功率的子模块电源相比于单个50 kW阳极电源更容易实现，可选器件更加丰富，能够实现更高的效率和功率密度；②由于MOSFET的漏源耐压限制，多模块的串联方案能在现有的技术下达到更高的输出电压等级；③通过对前后级模块的启停进行控制，在低输出电压、低输出功率的工况下，可以达到更高的效率。

3 两级结构的控制策略

该阳极电源具有宽范围输出电压的特点，在6个前级LLC电源模块同时工作的工况下，中点母线电压为2000 V，若此时要求输出电压300 V，则后级三输入Buck变换器的占空比仅为15%。由于Buck变换器的效率和开关器件占空比成正比，故需要避免三输入Buck变换器工作于低占空比。通过配置前级LLC电源模块的工作个数，可以降低母线电压，从而提升后级三输入Buck变换器的占空比，提升后级效率。与此同时，适当减小前级LLC电源工作个数，能够减小前级总损耗，进一步提升整机效率。前级LLC电源模块工作个数受输出电压和输出功率影响，工作的前级LLC电源模块个数应使得中点母线电压不低于输出电压，前级总功率不低于输出功率。以此为原则，初步配置策略如表4所示。

表4 前级LLC电源模块个数下限配置表Tab le 4 M inimum configuration of the number of power modules in the front LLC

通过对后级三输入Buck变换器进行电路数学建模，得到表4配置策略下的后级效率，以输出电流25 A为例，不同输出电压下，各配置策略的效率曲线如图6所示。分析效率曲线可知，尽可能少的前级LLC电源模块有利于实现更高的后级变换器效率，该结论对全范围输出电压都成立。经过验证，对于不同的输出电流，该结论也成立。

图6 输出电流为25 A时，各配置策略效率曲线图Fig.6 Efficiency curves of each configuration strategy when the output current is 25 A

通过上述分析，在满足输出电压和输出功率的前提下，应配置尽可能少的前级LLC模块电源工作个数。但基于已经设计完成的电路参数，在2个2路和4个2路的配置策略下，存在输出电压纹波超过设计指标的情况，故需根据输出电压纹波指标对配置策略进行进一步修正。

电感电流连续下，输出电压纹波可表示为式（10）。

电流断续模式下，输出电压纹波可表示为式（11）。

式中，TN为等效开关周期，Ion、Ioff分别为SiC MOSFET开通电流和关断电流，d1、d2分别为电流断续模式下，电感电流上升和下降所对应的占空比。得到修正后的配置策略如图7所示。由于存在输出定压和输出电流3个变量，故通过等高线图表示配置策略。前级LLC模块电源个数配置策略后的后级三输入Buck变换器的效率图如图8所示。

图7 前级LLC电源模块个数配置图Fig.7 Configuration diagram of the number of power modules in the former LLC

图8 后级三输入Buck变换器效率图Fig.8 Efficiency diagram of back-stage three input Buck converter

4 试验验证

搭建试验平台，输入采用西安爱科赛博有限公司的光伏直流源；示波器为Tektronix公司的混合域示波器MDO4054C，另配合Tektronix500 MHz电压探头TPP0500B、50 MHz高压差分探头P5200A和150 A交直流电流探头TCP0150。辅助电源采用艾德克斯电子有限公司的IT6302，万用表采用FLUKE公司的17B，钳式电流表采用UNI-T的UT204。负载为功率滑线变阻器，试验过程中采用风扇进行风冷散热。制作前级LLC谐振变换器和后级Buck变换器，组装成完整的50 kW阳极电源结构来验证两级结构的合理性，并且制造出一种大功率的电推进电源，进一步实现深空探索。制作的LLC谐振变换器结构如图9所示。Buck变换器的试验样机如图10所示。

图9 单个LLC隔离升压模块试验样机Fig.9 Experimental prototype of single LLC isolation boostmodu le

图10 单个Buck变换器模块试验样机Fig.10 Experimental prototype of single Buck converter module

前级LLC子模块的测试波形如图11所示。输出功率8 kW时的栅源电压VGS、漏源电压VDS和谐振电流Ir的试验波形如图11所示，与第三章的理论分析相符。根据VGS和VDS的波形可知，实现了ZVS。谐振电流Ir的波形表明LLC电源模块的开关频率在谐振频率附近，验证了设计的前级升压模块参数正确，满足升压需求。

图11 前级输出功率8 kW时的波形（横轴2μs/div）Fig.11 W aveform at 8 kW output of the front stage（horizontal axis 2μs/div）

后级三输入BUCK变换器模块的测试波形如图12所示，前级3个子模块提供后级的输入，后级的每路输入电压为600 V，设定占空比为40%，此时输出功率为20 kW，测得上路栅极电压，漏源电压和电感电流的试验波形；后级开关管栅极电压和漏源电压的峰值均在器件允许范围内。电感电流在一个周期中脉动3次，错相正常且错相精度控制得较好，电感电流的纹波率较小，验证了控制策略的可行性。

图12 后级输出功率20 kW时的波形Fig.12 W aveform at 20 kW output power of the rear stage

阳极电源两级输出时的测试波形如图13所示，前级6个子模块均满载输出，后级的每路输入电压为660 V，输出电压为1976 V，输出功率为48.8 kW。测得后级的输出电压、前级的栅极电压、前级的漏源电压和谐振电流的试验波形如图13所示。试验波形验证了设计的整机电源能实现50 kW的大功率输出要求。

图13 阳极电源输出功率50 kW时的波形Fig.13 W aveform at 50 kW output power of anode power supp ly

5 结论

1）本文设计的霍尔电推进电源有功率大、升压比高、输出电压范围宽的特点，采用6个LLC电源模块作为前级，单个3重化串联错相Buck电源模块作为后级的两级结构。前级LLC电源模块将100 V输入母线电压隔离升压至2000 V，再由后级Buck电源模块实现宽范围输出调压，从而满足电推进电源的设计要求。

2）本文提出了工作模块个数配置策略，通过调整工作模块的个数来优化驱动电源在低压、小功率输出时的转换效率。工作模块个数配置策略综合考虑了整机损耗和输出电压纹波率，从而提出了最优配置方案并在输出功率为20 kW的试验中得到验证。