用于无线卫星通信网络系统的抑噪分频频率综合器设计

(成都理工大学 工程技术学院，成都 614000)

0 引言

无线卫星通信网络快速发展，越来越多设备进入到人们日常生活之中，在该背景下，为了追求更高频谱使用效率，增加可携带性，多模通信芯片集成了人们研究的重点。频率综合器是无线卫星通信网络系统中重要组成部分，可为无线卫星通信网络系统提供稳定频率输出，其性能直接影响通信设备整体性能。由于市场对无线卫星通信网络系统要求较高，就需调整整个协调器使用工艺成本，采用传统协调器中的频率综合器需要有较高相位噪声性能，才能满足人们对高效率无线通信的要求[1]。然而，传统系协调器不具备高品质协调设备，无法抑制噪声[2]。当前应用于移动数字多媒体广播标准频率综合器则需要依据不同调制方式调整振动信号，并在保证相位噪声足够低的情况下，接收恶化信号，因此，低相位抑噪分频频率综合器设计成为研究热点[3]。

用于无线卫星通信网络系统的抑噪分频频率综合器设计中给出具体思路，针对传统频率综合器缺点提出改进方法，并依据综合器特点分析其在无线卫星通信网络系统中的应用。

1 无线卫星通信网络系统

无线卫星是指利用人造卫星作为中转站，在两个或多个中转站间进行通信。依据卫星运行轨迹，可将同步卫星与非同步卫星通过地球站、中转站以及卫星上下行链路，获取传输信号，由于非同步卫星信号覆盖范围是受到限制的，因此，无线通信卫星之间需依靠星际链路连接，以此扩大通信范围。无线卫星通信网络系统如图1所示。

图1 无线卫星通信网络系统

2 抑噪分频频率综合器架构及关键模块电路设计

分频频率综合器是无线卫星通信网络系统重要组成部分，是实现整个网络系统小型化的重要环节，同时具有良好相位噪声性能指标。锁相环路的基本组成是经过鉴相器相位比较后，添加环路滤波器，输出分频频率增和其的期望值[4]。由于锁相环电路简单，具有窄带滤波特性，因此，采用多层板进行处理，可以更高效应利用有效空间，实现较高相位噪声，避免不必要干扰影响指标。兼容多种协议多模无线、方便携带的无线卫星通信网络系统成为市场主流，根据通信协议要求，给出所需设计频率综合器各项指标和结构[5]。

设计的抑噪分频频率综合器是应用在高度集成的无线卫星通信网络系统协调器芯片之中的，因此，整个抑噪分频频率综合器架构如图2所示。

图2 抑噪分频频率综合器架构

整个架构包括锁相和自动频率校准两个部分，其中锁相环路包括频率分割器、计数器、预定标器和管理工具。压控振动器工作在输出频率频段上，通过频率分割器产生正交信号[6]。具体表现为：频率分割器的输出信号经过二分频提供给结构不同等频段，经过四分频后，扩展频率分割器。充分考虑可能会存在的振动频率范围偏差，综合分析噪声整形效果以及结构复杂程度，相应环路滤波器也是三阶的[7]。

2.1 压控振动器

压控振荡器负责电压输入元件参数输入时，在工作状态下对输出频率与输入电压函数产生对应关系的振荡电路(VCO)，进行频率振荡的有效控制，压控振荡器对电压输出频率与输入电压起到了良好的稳定作用[8]。课题研究选用MAOC-114850型号压控振荡器，主要负责为高容量数字无线电应用提供点到某个点或多个点的无线电，无需任何外部组件匹配。压控振荡器在输出过程中，具有噪声低、输出量少的特点，MAOC-114850型号震荡器采用 5 mm符合RoHS标准的无铅封装，该封装具有低引脚电感，封装内兼容260℃回流温度具有良好的热路径，被广泛地应用到无线电通信结构当中[9]。LC压控振荡器原理电路如图3所示。

图3 LC压控振荡器原理电路

LC压控振荡器电路形成原理是将压控可变电抗元件插入输入频率原件中，振荡回路图中T是晶体管，具有谐振频率的作用；L是回路电感与变容二极管C连接而成谐振电路；C1、C2、Cv为回路电容,Cv为变容二极管反向偏置时呈现出的容量;C1、C2通常比Cv大得多。当输入控制电压u改变时，Cv随之变化，振荡频率发生改变[10]。

压控振荡器通过控制输入电压来稳定振荡频率，在实际应用中十分广泛，可以应用在讯号产生器、频率合成器和锁相回路等。高频压控振荡器通过压控振荡器的输入产生不同的调制信号，电压控制频率部分在可变电容二极管C和电感L、电感形成谐振电路[11]。如果提高反向偏置造成变容二极管电容变小，并改变两导体表面的长度距离，形成LC电路的谐振频率，不利于电压控制；相反，当反向偏置电压降低时，二极管的电容变大，谐振频率降低。低频压控振荡器的频率可以通过改变电容器的充电速率，使产生的电流源在电压控制范围之内。

2.2 预分频器

使用洛捷MB506 直插/DIP8 超高频预分频器芯片作为预分频器的核心芯片，8-bit控制计数器的分频比覆盖范围较大，而无线卫星通信网络系统在应用过程中，对频率综合器整个分频效果要求较高，预分频器满足了结构通信要求。高速同步数字电路在工作时最高频率为1.6 GHz，而相同频率下，电路经过多次4分频操作，降低了频率综合器的频率效果，为减小功耗和面积，需定制数字电路[12]。

在高速应用中为减少功耗，预分频器使用了电流模式逻辑结构的方式，采用非逻辑的电阻负载D触发器，有效减小了电容，使该频率提高响应速度。为控制输出摆幅大小，采用有尾电流源非逻辑设计结构，加快了整个4/5预分频器速度[13]。由于预分频器存在固有的自谐振频率，因此在设计时需将预分频器自谐振频率设定在500 MHz左右，促进该频率综合器快速输出摆幅驱动的频率。频率综合器设计不仅降低了功耗，还对综合器频率起到了稳定作用。

2.3 环路滤波器

在无线卫星通信网络系统应用中，由于需要全集成的分频频率综合器，根据环路滤波器的片上集成设计要求，采用三阶无源环路滤波器如图4所示。

图4 三阶环路滤波器

图4中，C1是环路滤波器的第一个极点，R1与C1起到共同改善相位裕度的作用；C2是环路滤波器的第二个极点；抑制整数和分数的杂散分布；C3是环路滤波器的第三个极点，由于无线卫星通信网络系统运行过程中所产生的高通相位噪声，造成整个分频综合器所输出噪声程度达到极点，因此结构在设计时应先针对环路滤波器的噪声问题，尽可能地增加R1的值，这样可以有效地减小C1的值，进而抑噪制声，提高整个频率综合器性能。

3 抑噪分频频率综合器性能设计

抑噪分频频率综合器的主要性能就是消除抑制噪声，在设计过程中对于频率综合器的抑制相位噪声和其他杂散音波要求比较高，需要能快速抑制噪声，而对于频率切换时间以及体积等指标要求较少，因此在设计时抑噪分频频率综合器的就是满足相噪、杂散和频率步进的作用。

频率综合器输出功能主要有两种：一种为整数分频频率综合器，通过参考时钟频率，最后输出的频率是时钟频率的整数倍，被广泛地应用到M收音机、TV接收机等类似设备中；另一种为分数分频频率综合器，在输出频率中是参考频率的N·f倍，其中N是整数部分，f是分数部分，分数分频频率综合器与整数分频相反，需要参考时钟信号的频率。

分频实现方式波形示意图如图5所示。

图5 分频实现方式波形示意图

分频频综在功能设计上，采用控制模块控制分频器的分频比，采用多种类的分频比得到优异的分频效果。频率综合器的频率范围由相同的通信协议确定，但在实际设计过程中存在工序误差，因此得出的频率调谐范围大于通信协议中的范围，且定压控振荡器的最小振荡频率也由实际频率调谐范围确定。对于不同架构的接收发射机，它们的频率范围也不相同，例如零中频接收机的工作频带范围符合协议规定，而超外差接收机需要根据工作频率作出相应调整，以实现频率调谐[14]。

根据通信协议中的信道间隔及晶振参考频率确定整数分频频率综合器的跳频间隔，根据数字Sigma-Delta调制器的位数以及晶振频率来确定小数分频频率综合器的调频间隔。通信协议还规范了频率的精度，且允许中频率综合器，例如发射机的频率精度出现存在较小的误差[15]。在PLL锁定时间的确定中，跳频的通信标准通过数据传输给频率综合器，锁定时间的确定以跳频的开始为确定时间，跳频结束则按照输出频率进入频率精度所要求范围。

整数分频锁相环的锁定过程需要满足分频时钟和输入参考时钟的频率相等、相位对齐等。分数分频锁相环在环路锁定之后，输出时钟和参考时钟的频率固定不变。分频器时钟在分频比受到调制器控制下，促使分频器时钟不停改变，造成其边沿难与分频器时钟边沿保持一致。因此环路锁定之后，分频器时钟边沿在参考时钟边沿附近不停摆动，使分频器时钟边沿平均值与参考时钟边沿对齐。因此，分数分频在锁定过程与整数分频锁定过程不同，是一种频率相等、相位对齐动态锁定方式。依据该方式，实现分频频率综合器抑噪效果设计。

4 测试结果

用ADI公司提供的SIMPLL3.0软件测试用于无线卫星通信网络系统的抑噪分频频率综合器，通过分析相位噪声，可研究综合器分频效果。

4.1 频率综合器技术规格

频率综合器技术规格如表1所示。

表1 频率综合器技术规格

4.2 杂散谐波调制

杂散谐波是分频频率综合器主要问题，对于分频频率综合器的分频频综，其杂散谐波成因主要有两个，分别是综合器非线性和寄生耦合。虽然综合器具有随机和噪声整形作用，但其输出量化噪声谐波基本没有明显分频毛刺，如图6(a)所示；然而其平方项却有可能存在丰富分频毛刺，如图6(b)所示。

图6 非线性引起的杂散谐波

分频频率综合器稳定性需从非线性引起的杂散谐波方面进行考虑，正常状态下所有极点都在一定范围内，平方项下稳定性是指综合器中累加器不能饱和溢出。

4.3 相位噪声

调制杂散谐波后设置相位噪声，分别对2 GHz和2.5 GHz锁相环相位噪声进行分析，如表2和表3所示。

表2 2 GHz锁相环相位噪声

表3 2.5 GHz锁相环相位噪声

针对2 GHz和2.5 GHz锁相环相位噪声基底研究如图7所示。

图7 2 GHz和2.5 GHz锁相环相位噪声基底

由图7(a)可知：当振动频率为1 M时，环路滤波器的相位噪声为-133 dBc；参考源的相位噪声为-75 dBc；压控振动器的相位噪声为-69 dBc。当振动频率为100 M时，环路滤波器的相位噪声为0；参考源的相位噪声与压控振动器的相位噪声一致，都为-155 dBc。由图7(b)可知：当振动频率为100 k时，环路滤波器的相位噪声为-135 dBc；参考源的相位噪声为-91 dBc；压控振动器的相位噪声为-67 dBc。当振动频率为10 M时，环路滤波器的相位噪声为-140.5；参考源的相位噪声为-120 dBc；压控振动器的相位噪声为-83 dBc。

综上所述：随着振动频率增加，环路滤波器的相位噪声会消失，而参考源与压控振荡器相位噪声随着振动频率增加而逐渐下降。为了对比两种综合器在不同相位噪声下的分频效果，需选择100 K和10 M下的压控振荡器相位噪声下进行对比分析。

2 GHz和2.5 GHz下压控振荡器相位噪声最高点是在振动频率为100 K时，最高相位噪声依次为-60 dBc、-67 dBc；最低点是在振动频率为10 M时，相位噪声依次为-85 dBc、-83 dBc。以该数据为基础，将两种综合器的分频效果进行对比分析，结果如表4、表5所示。

由表4、5可知，在不同振动频率下抑噪分频频率综合器分频效果较好，始终维持在90%以上，而传统综合器分频效果较差，始终低于50%，由此可知，用于无线卫星通信网络系统的抑噪分频频率综合器具有良好分频效果。

表4 2 GHz振动频率下两种综合器的分频效果

表5 2.5 GHz振动频率下两种综合器的分频效果

5 结束语

对应用于无线卫星通信网络系统的抑噪分频频率综合器进行研究与设计，从结构、功能两方面对频率综合器设计，实现从通信协议到电路性能指标转换，确定频率综合器各项性能指标。对比和总结已有分频频率综合器，由对比结果可知，该综合器抑噪效果好，能够通过环路扩展输出频率范围。从稳定性角度出发，分析环路中掺杂原因，使相位噪声满足结构设计性能设计要求。

随着无线卫星通信网络系统不断优化，需对设计的抑噪分频频率综合器展开深入研究。可以从以下几个方面改进结构：

1)采用片外滤波器，增加设计自由度；

2)分数杂散抑制，提高整个结构线性度；

3)保证各级之间驱动电路和输出消耗电流一致，保证结构具有低功耗优势。