一种微波输能的高效二极管阵列整流电路设计与分析①

宋 炜，张淮清，肖 辉，彭文雄，肖冬萍

(重庆大学 输配电装备及系统安全与新技术国家重点实验室，重庆 400044)

0 引言

微波无线能量传输(Microwave Wireless Power Transfer，MWPT)是空间太阳能电站牵引的关键技术之一[1]，其实现的移动供能应用将带来颠覆性变化，被中国科协列为十大变革性、颠覆性技术之一。MWPT系统主要由微波源、发射天线和接收整流天线组成，其中整流天线又包括接收天线和整流电路，通常微波整流电路由输入带通滤波器、匹配网络、整流管、输出直通滤波器和负载组成。

早期的整流电路输入功率较低，为提高输入功率已提出多种方案，如改变整流管连接方式[2]、基于场效应管的高低功率开关[3]、可拓单管功率范围的pHEMT[4]等。此外，文献[5]将功分器与串联二极管整流电路结合，实现电路最佳状态自适应切换，其工作频率为915MHz,输入功率9～16.7dBm的整流效率超过70%；文献[6，7]使用GaAs场效应管，其工作频率2.45GHz的小型化整流电路在输入功率30dBm时的最高效率达到41%[6]，而频率2.4GHz整流电路能在10～36dBm输入功率下达到15.3～62.4%的效率[7]。文献[8]则采用三级倍压结构提高输出直流电压，并在30dBm输入功率下达到58.7%的效率；文献[9]使用了2×2二极管阵列，在27dBm到31.7dBm的输入功率范围内，MW-DC转换效率保持在60%以上，并且在30dBm时达到最大值63.3%；文献[10]用16个肖特基二极管组成阵列，工作频率为2.45 GHz，并在30dBm处取得了69.4%的最大转换效率。

这些方法有效拓宽了整流电路的功率范围，但也存在局限性。例如，使用功分器将大功率进行分流，虽达到了设计目标，但也复杂化了电路结构，增大了电路的尺寸；使用pHEMT来保护二极管，使单管能承受更高的输入功率，但由于场效应管在高频下功率损耗增大，故降低了整体的转换效率。基于以上因素，论文采用了基于2×2二极管阵列的微波整流电路，使用Advanced Design System 2011进行设计，工作频率为2.45 GHz，实验表明，该电路具备高输入功率、宽动态范围、高转换效率的特点。

1 整流电路设计

整流电路各模块主要功能为：输入带通滤波器允许基频信号通过；反射整流二极管等非线性器件在工作时产生的高次谐波以提高能量的转换效率；输出直通滤波器允许直流通过，反射基频及以上谐波，改善了直流输出的平滑性。图1为论文所设计的整流电路结构图，其中输入端由十字枝节组成，短路线TL1与可变电阻RL并联可起到一定的压缩阻抗作用[11]；为了避免集总元件的寄生效应对整流效率的负面影响，输出滤波器没有使用常见的λ/4微带线与射频电容的并联结构设计，而是通过调节扇形枝节Stub1、Stub2的长度和弧度实现对输出直通滤波器的优化。本次设计扇形支节的弧度为120°，能够滤除基波与高次谐波，从而平滑直流输出电压。

肖特基二极管是依靠多数载流子工作的微波有源器件，由于消除了少子的存储效应，具有良好的高频特性，其导通电压低、结电阻小、恢复速度快，适用于微波整流[12]。肖特基整流二极管闭合公式的等效电路模型如图2所示[13]，其等效参数包括寄生串联电阻RS，结电容Cj，结电阻Rj，根据KVL，可得负载端的直流输出电压为

(1)

其中Vj，DC为二极管结电压Vj在一个周期内的平均值，因此肖特基二极管的结电压Vj决定了负载端的直流输出电压。

图2 肖特基整流二极管等效电路模型Fig.2 Equivalent Circuit Model of Schottky Rectifier Diode

当二极管工作于大信号时，有

(2)

其中，Vj0与Vj1分别是二极管结电压的直流分量和基频分量，θon为前向导通角。对于大功率微波整流电路，随着输入功率的增大，整流二极管的正向导通阻抗迅速减小，整流效率也因此快速上升，但当输入功率增大到超过二极管反向击穿电压时，二极管被击穿，转换效率迅速下降。对于大功率场合，应选用串联电阻RS较小而结电容Cj较大的整流二极管。

(a)输入阻抗曲线图

(b)匹配后S11曲线图3 整流电路匹配网络仿真Fig.3 Matching Network Simulation of Rectifier Circuit

论文所使用的整流二极管是Avago公司的HSMS2820肖特基二极管[14]，其串联电阻RS=7.8Ω，开启电压Vbi=0.35V，零偏结电容Cj0=0.65pF，击穿电压Vbr=26.7V。该管具有较高的击穿电压Vbi，从而保证在高功率输入时二极管不易击穿。由于目前大部分整流电路的都是针对中低功率输入情况而设计的，为了使整流电路能够适应更大输入功率，论文采用二极管阵列进行整流，即先将二极管两两串联后再进行并联，形成2×2二极管阵列，这样不仅可以提高总体整流管的耐压能力，且对串联电阻值的影响也较小。

图3(a)所示为整流电路输入阻抗功率曲线。由图可知，当输入功率为-20dBm～0dBm时，输入阻抗保持不变；当输入功率为0dBm～60dBm时，输入阻抗随着功率呈现非线性变化；当超过60dBm时，输入阻抗趋于稳定。为提高系统效率，使用前述的十字枝节对输入端进行电路匹配。选择输入功率为27dBm，此时输入阻抗为224.661+j74.454Ω，匹配后的结果如图3(b)所示，可见该结构使电路在2.45GHz处取得了良好匹配。

2 整流电路仿真分析

整流电路采用ADS2011进行仿真，介质板的相对介电常数为2.2，损耗正切角为0.0009，厚度为0.508mm，覆铜厚度0.035mm。在负载为150Ω，输入功率为27dBm，仿真得到的S参数如图4所示。

(a)带通滤波器S参数

(b)直通滤波器S参数图4 整流电路的S参数仿真曲线Fig.4 S-Parameters Simulation Curve of Rectifier Circuit

由图4(a)中输入带通滤波器的S参数仿真曲线可知，在1GHz到4GHz的频段内，插入损耗S21接近零值，在4.9GHz，7.35GHz处分别为-28dB与-41.5dB；在2.45GHz处的回波损耗S11低至-29.5dB。由此可见，所设计的十字滤波器具有良好的通基频特性，同时有效地抑制了二、三次谐波的通过，提高整流效率。由图4(b)中输出直通滤波器的S参数仿真曲线可知，在2.45GHz，4.9GHz，7.35GHz处的S21值分别为-43.5dB，-44.6dB，-47.2Db，说明通过调节扇形支节的参数对基频及以上谐波有较好的抑制作用。

对所设计的电路分别采用单管和阵列，观察整流效率随输入功率与负载的变化情况，仿真结果如图5所示。可以看出，在高输入功率下，单管效率迅速下降，而阵列效率依然很高；随着负载的变化，单管效率变化较大，而阵列效率相对稳定。仿真结果表明二极管阵列在高输入功率下仍能保持较高的转换效率，且对负载变化的敏感度较低，因此论文采用二极管阵列进行电路设计。

(a)单管整流效率

(b)二极管阵列整流效率图5 整流效率随输入功率与负载的变化曲线Fig.5 Rectifying Efficiency with respect to the Input Power and the Load

3 整流电路实验结果与分析

实际加工制作的整流电路板如图6所示，所使用的高频介质板为Rogers_RT_duroid5880，尺寸为63mm×40mm。

(a)整流电路仿真图

(b)整流电路板实物图图6 整流电路结构图Fig.6 Structure of Rectifier Circuit

图7 整流电路测试系统Fig.7 Test System Diagram of Rectifier Circuit

图8 整流电路实测系统Fig.8 Picture of Rectify Circuit Test System

图7为设计的整流测试系统，所搭建的实测系统则如图8所示。测试系统中微波信号发生器(Agilent N5181A)用于产生和控制工作频率为2.45GHz的小功率输出；射频功放(YJPA2450020)在实验中用来放大微波输入功率，同时使用功率计(Agilent E4418B)进行实时的功率监测；为了测量不同负载时的输出电压与电路整流效率，使用电阻箱作为可调负载，并通过万用表测量负载两端电压。

使用矢量网络分析仪(R&S ZND)测量整流电路的S11参数，并与仿真结果对比，如图9所示。电路S11参数的仿真值与实测值分别为-18.3dB与-12.5dB，可见电路在工作频率2.45GHz处获得了良好的匹配。

图9 整流电路的S11参数曲线Fig.9 Test System Diagram of Rectifier Circuit

整流电路的MW-DC转换效率计算方法如公式(3)所示：

(3)

仿真和实测的直流输出电压VDC与整流转换效率随输入功率的变化曲线如图10(a)所示。负载RL为150Ω，当输入功率从0dBm至27dBm范围内变化时，实测结果与仿真结果比较吻合，当输入功率继续增大时，转换效率开始下降，这是因为大功率下二极管内部温度过高，二极管性能大幅下降所造成的。当输入功率为27dBm时，最大转换效率可达71.83%，对应的直流输出电压为7.34V。输入功率在17dBm～33dBm的范围内变化时，效率始终超过50%；输入功率在23dBm～32dBm的范围内变化时，效率均高于65%。电路在33dBm～35dBm的高功率输入下仍能够短时工作，且整流效率依然能够达到50%左右。

图10(b)展示了实测中不同输入功率下，负载变化对整流效率的影响。当输入功率为20dBm～30dBm，负载为20Ω～600 Ω时，整流效率的变化趋势大体相同，证明了二极管阵列能降低整流效率对负载变化的敏感度。最终通过测试找到在输入功率27dBm，负载为150时电路可达最高整流效率71.83%。

(a)

(b)图10 整流效率随输入功率与负载的变化曲线Fig.10 Rectifying Efficiency with respect to the Input Power and the Load

表1 类似工作对比Table 1 Performance Comparison

将论文所设计的整流电路的测试结果与其他类似研究工作进行了对比，如表1所示。可以看出，论文所设计的微波整流电路在较宽的输入功率范围内依然保持高效的整流效率，其最大整流效率能够达到71.82%。

4 结论

论文设计了一种工作频率为2.45GHz的二极管阵列微波整流电路，用于在高效微波整流的同时拓展输入功率的范围。使用2×2二极管阵列来代替单二极管进行整流，提高了整流器的耐压能力。仿真和实验结果均表明该电路能够用于高功率输入场合，当输入功率为27dBm，负载为150Ω时，整流效率可以达到71.83%，且在17dBm～33dBm的功率范围内，整流效率超过50%；在23dBm～32dBm的功率范围内，整流效率超过65%。当输入功率在33dBm～35dBm时，电路能够短时工作，且保持50%的MW-DC整流效率。测试结果表明该整流电路具有大功率微波无线能量传输系统的潜在价值。