一种Ka/EHF频段分波器(OMJ)的设计

阮云国，杜 彪，牛晟璞

(中国电子科技集团公司第五十四研究所，河北 石家庄 050081)

0 引言

21世纪，随着社会对卫星通信和导航测绘需求的快速增长，越来越多的卫星工作于双频段或者多频段，因此相配套的地球站天线也向多频共用方向发展，目前应用较多的是C/Ku[1]，X/Ka[2]，S/X[3]，Ku/Ka[4]等双频段天线。近年来，Ka/EHF双频共用天线[5]被极大关注，进行相关研究工作，具有重要意义。

Ka/EHF双频天线要实现频段共用，核心是馈源网络实现双频共用，而馈源网络的核心又在于分波器。针对传统分波器影响高频方向图的问题，本文提出了一种新型的Ka/EHF频段分波器设计方法。

1 分波器原理

分波器的结构如图1所示，它的作用是将馈源网络接收到的不同频段信号低损耗分离开，分波器有2种实现方式：一种是先提取低频信号，让高频信号直通通过；另一种是先提取高频信号，让低频信号直通通过。前者工作带宽较宽，后者工作带宽较窄，因此本案选择前者。该方案的原理是：Ka/EHF频段分波器的锥角变换段上开有耦合孔，耦合孔的谐振频率处于Ka频段，且耦合口处配置低通滤波器，这样在耦合口处就对EHF频段信号形成一个短路面，由于分波头所采取的渐变过渡曲线正好对Ka频段信号是截止的，因此Ka频段信号就只能从耦合口处通过， EHF频段信号只能由直通口通过，最终实现高低频段信号的分离[6-7]。

图1 分波器结构图Fig.1 Structure of the proposed OMJ

Ka/EHF分波器由分波头(耦合头)和低通滤波器所组成，分波头和滤波器在组合之前必须独立设计，之后再进行整体优化分析。

2 分波头的设计

图2所示的分波头是一个多端口器件，其结构是在一个口径逐渐变小的过渡圆波导中间位置开4个90°均布的耦合孔，过渡波导的入口工作于Ka/EHF全频段，Ka频段信号由耦合孔耦合通过，EHF频段信号由过渡波导直通端口通过。

图2 耦合头结构示意图Fig.2 Structure of the tapered secton

分波头有多个重要设计参数，分别是分波头的过渡曲线、入口半径R1、出口半径R2，耦合孔的位置ZL、耦合孔的长度L0与宽度W0。分波头的入口半径选择至关重要，口径过大会引入过多高次模，口径过小则带宽较窄，通常入口直径要保证TE11模传输，为了展宽带宽可以让少量TM01模存在[8]。

根据圆波导理论[9-10]和圆波导中各模式截止波长分布如图3可知，为了保证主模传输，R1需满足：

2.62R1≤λL-max≤3.412R1，

(1)

即

(2)

式(2)确定的是一个取值范围，为了工程设计方便，选取圆波导的截止波长为1.2倍工作频段的最低频波长，即入口半径为0.35λL-max左右。

耦合孔开孔处的电场非常复杂，理论计算很难得出精确解，通常可按以下取值范围作为初始值[11]。

耦合孔的长度为：

L0=(0.4-0.6)*λ0；

(3)

耦合孔的宽度为：

W0=(0.01-0.03)*λ0，

(4)

式中，λ0为工作频带中心频率波长。

图3 圆波导中各模式截止波长分布图Fig.3 Cut-off wavelengths’ distribution of different modes in circular waveguide

为减少高次模的产生，分波头的内壁过渡采取曲线形式，曲线的公式可选为：

(5)

式中，L为过渡段的总长度，R1为入口半径，R2为出口半径。坐标系的原点在过渡段轴线与R2的交点，y方向是过渡段的径向方向，x方向是过渡段的轴向方向。

根据上述分析，Ka/EHF分波头的初始参数确定为：R1=10.6 mm，R2=7 mm，L0=8 mm，W0=0.35 mm。

3 低通滤波器的设计

由分波器原理可知，为使分波头对高频信号产生短路面，分波头的耦合口处需配置低通滤波器，因此低通滤波器的设计和选择至关重要。低通滤波器种类较多，可用做分波器的有脊波导滤波器、褶皱型滤波器、块模滤波器和膜片滤波器[12-16]等。本设计根据频率配比选择了褶皱型波纹滤波器[17]，其腔体谐振结构如图4所示。该滤波器的输入端口波导较窄，阻抗较高，可以很好地和分波头的耦合口进行匹配，另外其具有匹配良好的宽通带和高衰减的宽阻带，可以抑制3倍工作频率的高次模传输。

从阻带上看，褶皱型波纹滤波器本质是一种带通滤波器，因为当波导宽边小于波导截止波长时，所有低于截止频率的频率将呈快速衰减状态，使其具有先天的带通特性。从抑制度上看，该滤波器对带外频率抑制较好，当滤波器以H01模传播时，滤波器对第2、第3和第4谐波通带的衰减抑制较大，即使是H40这样的偶次模式，考虑对称性的话，也会被衰减50 dB以上[18]。

褶皱型波纹滤波器由两部分组成，分别是波纹谐振结构和阻抗变换器，二者缺一不可。

图4 波纹谐振结构示意图Fig.4 Illustration of corrugated resonant cavity

在图4所示的褶皱波纹谐振结构设计中，传统基于镜像参数的设计方法[15]有许多近似，一般后期需要用螺钉调配来修正和改善性能，这种方法对于工作于低频的微波网络适用，但对于Ka，EHF频段如此高的频段显然不适用，必须寻求一种更精确的设计方法。本设计利用了RALPH·LEVY提出的分布式参数低通原型[18]，利用该原型几乎可以直接实现一个低通谐振结构。

由低通原型滤波器特性图5可知,该波纹谐振结构有如下关系式：

(6)

通带带宽：

(7)

带内波纹驻波：

(8)

图5 低通原型滤波器特性Fig.5 Characteristic of Low-pass filter prototype

根据滤波器理论可知[17]，切比雪夫等波纹衰减响应方程如下所示：

(9)

式中，Tn表示第n阶切比雪夫的根，当已知衰减抑制为L时，可计算出反射系数Γ：

(10)

又知单节波导传输线的阻抗传输矩阵可写为：

(11)

其中，

(12)

根据上述关系式及微波网络A参数级联理论，可以迭代出每节的阻抗值，但该计算过程较复杂，为简化设计，可以借助LEVY所制作的计算表来完成初始模型建立，表1列出了4节17单元谐振结构的低通原型滤波器阻抗值。

表1 17单元谐振结构的低通原型滤波器阻抗值
Tab.117 units’ impedance of Low-pass filterprototype with corrugated resonant cavity

序号L=172.41BW=0.6L=91.87BW=1L=61.29BW=1.2L=34.04BW=1.411.7091.2381.1451.08920.3700.6630.7980.90433.5291.9151.5101.25040.2740.4930.6300.78553.9602.2371.7681.41060.2600.4570.5750.71774.0682.3241.8591.49780.2560.4490.5600.69394.1002.3431.8801.521

根据分波器的带宽和抑制需求，选择BW=1.2，L=61.29 dB，按照数据表可得到相应传输线的阻抗值：

Z1=1.145 0Z2=0.797 0Z3=1.510 0

Z4=0.630 0Z5=1.768 0Z6=0.574 7

Z7=1.859 0Z8=0.560 0Z9=1.880 0

传输线的阻抗值是在默认波导传输线的宽边a不变的情况下得到的，为把波导阻抗值转换为实际波导尺寸，可利用波导的特性阻抗式(13)计算。

(13)

由于褶皱波纹波谐振结构的出口较窄，无法与标准波导进行匹配，因此还需要进行阻抗变换，以期获得最佳匹配。常用的阻抗变换器是1/4波长阻抗变换器[18]，该变换器的单节带宽较窄，采取多节形式时，会有非常好的宽带特性，该型阻抗变换器综合可见文献[15-19]。

文献[15]指出，在给定使用带宽Wq、衰减R以及中心频率等技术指标后，可按式(14)进行综合。

(14)

式中，n为阻抗变换器节数，ρ为电压驻波比。根据式(14)，可以很方便地计算出阻抗变换器在一定带宽下所需1/4波长阻抗的节数，进而可以求得每一节的特性阻抗，另外利用阻抗变换特性，ZiZn-i+1=R可以将计算的值减少1/2。

按照上述方法，本文设计了带宽19～22 GHz的波导型阻抗变换器，计算结果如图6所示。

图6 四节阻抗变换器回波损耗仿真结果Fig.6 Simulation result of return loss for four section impedance transformation

从计算结果看，阻抗变换器回波损耗在整个使用带宽内，低于-29.5 dB，匹配效果非常理想。

波纹谐振结构和阻抗变换器设计完毕后，按照上述2个最优结果建立了完整滤波器的仿真模型，仿真模型如图7所示，最终计算结果如图8所示。

图7 皱褶型波纹滤波器仿真模型Fig.7 Simulation model of the corrugated-skirt type filter

图8 皱褶型波纹滤波器S参数仿真结果Fig.8 Simulation result of S-parameter for corrugated-skirt type filter

从图8看出,皱褶波纹滤波器在19～22 GHz带宽内，回波损耗低于-22 dB，对43～46 GHz的抑制达到了80 dB，展示了其良好宽带低通特性和对高次谐波抑制的特性。

4 分波器的仿真优化与测试

分波器的建模过程是将滤波器一端保留过渡波导，另一端装配到耦合头的耦合口处，建好的CST仿真模型如图1所示。在分波器的整体仿真优化中，以Ka和EHF两个频段的回波损耗和对EHF频段的抑制度为优化目标；以耦合口的尺寸、耦合口的位置和耦合口与滤波器之间的匹配段长度为优化对象。从计算结果可以看出，分波器在Ka频段和EHF频段都得到良好的匹配。

按照最佳优化参数所加工的Ka/EHF分波器实物如图9所示，测试结果如图10和图11所示。

实测结果与仿真结果对比曲线中显示，分波器在接收频段的回波损耗小于-22 dB，在发射频段的回波损耗小于-25.2 dB，实测电气性能与仿真计算结果基本吻合。对于存在的差别，原因应该是分波器的尺寸精度过高，而本次机加工过程中却未达到要求所致。

图9 分波器实物图Fig.9 Fabrication of the proposed OMJ

图10 分波器接收频段回波损耗仿真与测试对比Fig.10 Comparison of simulated and measured results of return loss in receiving frequency band of OMJ

图11 分波器发射频段回波损耗仿真与测试对比Fig.11 Comparison of simulated and measured results of return loss in transmitting frequency band of OMJ

5 结束语

本文详尽介绍了微波网络核心部件Ka/EHF分波器的组成原理，描述了分波头相关参数的选取原则。介绍了利用分布参数低通原型设计皱褶波纹滤波器的步骤，加工了样机并进行电气指标测试，分波器在接收频段的回波损耗小于-22 dB，在发射频段的回波损耗小于-25.2 dB，实测数据和仿真计算数据基本吻合，验证了本文采用设计方法是可行和有效的。