某型X波段MPM的设计原理∗

高 峰

（海军驻广州地区第三军事代表室 广州 510260）

1 引言

在现代战争中，电子战越来越受到重视，航行在毫无遮挡的大海上的舰船尤为重视使用电子信息对抗产品来进行自我防护，因此舰船常配备舰载主动（干扰机）和被动（诱饵）电子信息对抗产品，用主动施放干扰或诱饵来最大程度降低自己的损伤。主动干扰效果的好坏由瞄准（频率、方向、信号样式）、能量密度（发射功率）和发射时机共同决定，缺一不可，所以发射机的正常工作非常重要。某舰载产品需要小型模块化的微波功率模块作为末级发射单元，本文对其中行波管选用和集成电源的设计原理进行了阐述。

2 设计概要

2.1 MPM基本构成

MPM（微波功率模块）的基本构成如图1所示，其中SSA（固态放大器）作为TWT（行波管）的射频信号前级推动，满足行波管输出额定功率时要求的输入信号样式、大小和时序；IPC（集成电源）对SSA和TWT进行供电和监控。

由图1可见，MPM的核心为TWT，其他单元都是围绕它进行配合设计。

图1 MPM基本构成原理框图［2］

2.2 TWT选型和使用要求

行波管是一种基于电子群聚原理的微波信号放大真空管，通常作为发射机的末级功放。该产品需要500W的脉冲大功率输出，最大工作比为3%，故选550W，4%工作比的脉冲行波管，其主要电气参数如表1所示。

表1 550W栅控行波管典型电参数

由表1可见，行波管为了提高效率，采用降压收集极技术来提高总效率。设计主高压电源时应根据降压收集极使用特点和抑制回流二次电子的要求［11］，在电压波动时应有足够电压余量能完全收集电子，防止过渡降压而造成返波［10］。设计时选用仅适应脉冲工作调制器，能更好地保护行波管，防止故障下工作于连续波或大脉宽。其供电形式如图2所示。

图2 行波管的各极供电连接要求［10］

2.3 IPC的整体架构

设计使用的IPC整体原理框图如图3所示。

它是根据图2选型脉冲行波管的电极和供电要求，结合单元电路标准化、模块化、组合化要求，将相同、相似电源选用相同或相似的拓扑电路形式，以便用更换单元电路方式进行快速维修。

3 IPC主要组成单元的设计要求

根据行波管工作特点，IPC主要由有序启动的灯丝电源、调制器、主高压电源和接口控制电路等四大模块组成，各模块在接口控制电路的控制下有序工作，各有其特点，简述如下。

3.1 灯丝电源的特点与电路选型

灯丝是一种特殊负载，它冷态电阻值比较小，通电后电阻值慢慢变大至稳定。通常冷态通电的冲击电流可达稳定电流的2～3倍，甚至更大。这种冲击无论对行波管本身还是电源本身都是很不利，容易降低阴极寿命及损坏电源，甚至烧坏行波管的灯丝，所以应采取软启动或限流启动保护措施。设计为上电后，灯丝电压由0V缓慢升到额定电压的软启动方式和通过电流取样限制最大输出电流的限流启动方式，达到保证无电流冲击或最大冲击电流不大于行波管最大额定电流的保护目的。

图3 IPC的整体原理框图

由于行波管的阴极与灯丝的一个极在行波管内接在一起，故灯丝电源是悬浮在阴极负高压上的负压电源。必须重视解决变压器初、次级之间的高压绝缘及灯丝反馈电压的提取问题，避免隔离或耐压不足而损坏灯丝电源或行波管。

设计选用电流型的脉宽调制（PWM）芯片，以单端反激方式来实现灯丝过流保护和限流启动功能［6］。拓扑原理如图4所示。

变压器为降压型，次级匝数少，可用Kapton 100CR的防电晕聚酰亚胺薄膜作层间绝缘加多股导线套聚四氟乙烯套管绕制灯丝变压器次级，解决变压器的高压隔离、耐压、耐电晕绝缘问题。

灯丝反馈电压的提取是保证灯丝直流稳压供电的关键，但灯丝电压与PWM芯片之间有负高压存在，因此灯丝反馈电压只能采用间接的方式提取。设计时在灯丝变压器上增加一个辅助次级隔离绕组作为反馈电压的取样，并实现了调整电位器为安全低压的调试环境。

3.2 主高压电源的设计分析

主高压电源给TWT的H、C1、C2、K电极供电，根据电流流向可知K为H、C1、C2电源的公共端，采用三组电源串联叠形成UKH主高压电源来简化高压电源的设计。高压变压器的三组次级匝数按电压比例设计，采取从总电压UKH取样稳定总电压，UC1、UC2也按比例相对稳定于相应电压上，省去了UC1、UC2的电压调整，减小了电源体积。选择UC1875移相PWM控制器芯片，手册标明的功能和性能满足使用要求［9］。移相全桥零电压开关脉宽调制（PS-FB-ZVS-PWM）电源拓扑电路如图5所示。

图5 移相全桥变换器拓扑原理图［4］

移相全桥变换器是IPC的核心单元之一，理解它的工作过程是设计和调试好该单元的关键。有基于工程实践的专著详细描述了一个完整周期中，存在着并不完全对称的正、负半周期中各6个详细工作过程及波形，即一个周期包含4个开关过程、4个缓变阶段（2个输能过程和2个钳位续流过程）、4个谐振过程共12个不同的工作过程［4］。有基于电路分析和仿真的专著对12种开关模态进行了满足假设条件的7类分析［3］。下面着重讲解它一个周期内的工作转换状态及设计调试要点［3～4，13］。图 5 的开关控制波形如图6所示，分析的前提近似条件是：

1）所有电路元件均视为理想原件；

2）C1=C2=CA，C3=C4=CB；

3）L0＞＞ Lr/n2，n为Tr变压器的原、副边匝数比；

（1）输出功率状态1（t0-t1）

假如初始状态为t0-t1区间，此刻的功率开关管K1、K4都处于导通状态，A、B两点间的电压为Ui，初级电流从初始Ip点线形上升，变压器次级感应的电压将使DR2导通，DR1截止，输出电流经DR2流向输出电感，并在电容C0储能后给负载提供电流，到达t1时刻时，输出功率状态1过程结束。

图6 移相全桥变换器开关工作波形

（2）超前臂谐振过程1（t1-t2）

当t1时刻到来时，开关管K4由导通变为截止，存储在电感的能量对C4进行充电，同时C3放电以使B点的电压渐渐升高，当C4的电压充到Ui时，D3导通，开关功率管K3的漏源电压为0V，从而为开关功率管K3零电压的开通准备了条件。因为次级输出电感参与串联谐振，等效电感为n2L0，所以电感储能充足，很容易使B点达到Ui值，故超前臂容易实现零电压开通。在这一过程中参与谐振的电容量为C3和C4的并联，电感量为Lr与次级感应的串联电感量，其LC谐振参数如下：

为了保证谐振电容的电压在死区时间内谐振到0V，死区时间Td调试应满足下式：

（3）续流状态1（t2-t3）

由于开关功率管K1、K3都导通，此时A点与B点电位皆为Ui，变压器初级处于短路状态而不输出功率。

从t2时刻起，输出电感L0两端的电压极性变反，输出电感由储能状态变为放能状态，负载由输出电感和输出电容提供电流，相应的变压器的初级电流仍按原方向流动，进入续流状态后电流略有下降。变压器初级电流通过开关功率管的损耗得以减小。

（4）滞后臂谐振过程1（t3-t4）

当t3时刻到来时，开关管K1由导通变为截止，储能电感对C1开始充电，同时，电容C2开始放电使A点的电压逐渐下降，直到C2的电压为0V使D2导通。从而为开关功率管K2的零电压导通准备了条件。在这一过程中，参与谐振的电容量为C1和C2的并联值，电感仅为Lr，其LC谐振参数如下：

在这一过程中，由于只有Lr参与谐振，而谐振开始时如果Lr的电流ILr较小，Lr储能不够，那么电容C的谐振电压UC的峰值就有可能达不到Ui，这样二极管将不能导通，其对应的开关就不能实现零电压开通。为了使电容的谐振电压峰值能够达到Ui，电感的储能必须足够高，因此在谐振开始时，电感Lr的电流ILr满足：

这一等式就是设计谐振电感Lr的依据。

（5）输出功率状态2（t4-t5）

此过程中，开关功率管K2、K3导通，变压器初级电流从B流向A，AB两点电压为-Ui，变压器次级感应电压使DR1处于导通状态，并通过DR1为输出电感、电容储能。

（6）超前臂谐振状态2（t5-t6）

此过程中，开关功率管K3由导通变为截止，电容C3开始充电，电容C4开始放电，B点电压逐渐下降到0V，为开关功率管K4的零电压开通准备条件。

（7）续流状态2（t6-t7）

此时，A、B两端电压为0V，初级电流按原方向流动，电流强度逐渐减小，变压器次级的DR2仍处于导通状态，以维持电感给负载所提供的电流。

（8）滞后臂谐过程2（t7-t8）

在t7时刻，开关功率管K2从导通变为截止，电容C2开始充电，而电容C1开始放电使A点的电压逐渐上升到Ui，从而二极管D1导通，为开关功率管K1的零电压开通准备了条件。至此，一个周期结束。

（9）两个谐振过程的比较

在输出功率状态向续流状态转换的谐振过程中，由于其电感大（L=Lr+n2L0），储能多，因此负载电流在很小时便可以使电容电压谐振到零，因此，相位超前的两个桥臂开关K3、K4很容易实现零电压开通。

而在续流状态向输出状态功率转换的谐振过程中，其电感较小，只有Lr参与谐振。所以储能小，负载电流需达到一定值才可以使电容电压谐振到Ui，因此，相位滞后的两个桥臂K1、K2不太容易实现零电压开通，所以收集极高压和螺旋线高压不宜长时间空载。

为了使后者容易实现零电压开通，在设计开关功率管控制信号时，应使滞后臂的死区时间大于超前臂的死区时间，并使C1、C2的值小于C3、C4。

超前臂的两个管子在开关的转换过程中，其下面的管子在LC谐振电路的作用下开通时总是处于零电压开通状态；而滞后臂的两个管子在LC谐振电路的作用下关断时总是处于零电流关断状态。开关管在这种工作状态下，其损耗和开关干扰都非常小，这对提高变换器的工作频率和效率是非常有益的。

（10）占空比丢失现象

移相全桥零电压PWM软开关电路有一个特殊现象就是占空比的丢失。它总是发生在续流状态向输出功率状态转换结束时，变压器并不输出电压，这一段时间即为丢失的占空比，其值约为

谐振电感Lr越大，负载电流I0越大，占空比丢失越严重。占空比丢失现象将直接导致开关功率管的损耗增大，故必须采取措施加以克服，采用减小变比和采用特殊材料及绕制工艺来制造高压变压器，保证高低温环境和工作比变化的脉冲负载条件下电源能稳定工作。

（11）高压变压器的设计

高压变压器的设计和制造是高压开关电源的技术难点，关键是高压变压器为大变比升压变压器，次级绕组比较多，在高频状态下，分布参数的影响比较大，必须采用分段绕制工艺来降低分布电容。采用成熟的环形变压器特殊绕制和浸漆工艺，选用AP值满足频率和功率要求的磁芯材料，顺利设计出满足分布电容小、漏感小、绝缘好、抗电强度高、效率高的高压变压器。

（12）谐振电感的调试

为了保证零电压开关，谐振电感的感量是个重要参数。在调试中，通过带载老练，监测开关管的电压和电流波形及开关管、谐振电感、高压变压器的温度，调整电感磁芯的气隙值来满足软开关和温升最小的要求。调试后尽可能使常温工作温度控制在75℃以下，稳压范围满足输入电压允许变化范围的要求，才能保证高低温实验能安全通过。

3.3 调制器的要求与设计

栅极的正、负压电源均为中压小功率电源，为便于维修，都采用推挽拓扑电路设计［3，6］，选用UC1525A脉宽调制芯片，手册标明的功能和性能满足使用要求［9］。负栅压悬浮于阴极，通过变压器高压隔离和取样。正栅压接地，直接进行电压取样反馈，该电路成熟通用，不再赘述。参考某调制器设计实例［7］，并结合本脉冲行波管的供电要求和保护要求，选择了非常适合该脉冲行波管的脉冲调制电路，其原理如图7所示。

图7 栅极脉冲调制器基本原理图［5］

脉冲变压器采用1∶4的升压隔离变压器，栅极脉冲可直接驱动场管。未开调制时G为负压而截止，开调制后G为负压加正升压脉冲得到所需的正压脉冲而导通工作［5］。该电路模型用Altium De⁃signer软件进行仿真，可以得到图示所标的输出波形（如果提示输出信号没有地，可以将K端接地。因为初、次级电路无回路，不改变电路拓扑形式，故不影响仿真结果的真实性）［8］。当调制器故障时，变压器耦合不会产生过大脉宽或连续波，反而截止，能可靠保护行波管。

3.4 接口控制电路的控制流程

接口控制电路的控制流程如下［10］：

1）上电后，接口控制电路工作，控制调制器输负栅压；

2）收到预热开/关命令后，控制灯丝电源输出/关闭灯丝电压，并计时预热时间，预热3min报预热好；

3）收到高压开/关命令后，控制主高压电源输出/关闭K、C1、C2电压，并监测状态信号。故障时进行保护；

4）收到发射开/关命令后，控制CPLD打开栅控闩锁门，送出栅控和射频调制信号给调制器和SSA，使行波管放大输出微波脉冲功率，并监测状态信号。故障时进行保护；

5）关机和故障保护时按上述顺序逐步逆序退到安全状态，等待复位信号复位。

接口控制电路的原理框图如图8所示。单片机主要负责控制IPC外围单元的时序逻辑和状态检测及故障保护控制。CPLD主要处理图9的栅控、射频调制逻辑时序，水平方向左右箭头表示可以通过程序设定左右移动位置，校准系统失真。时序逻辑可由外部送入时保证，也可由本机通过栅极调制信号产生。目的是保证输出射频脉冲功率的脉冲参数（脉宽、重复周期、上升沿、下降沿等）与输入脉冲的高度保真。

图8 接口控制电路的基本原理框图

图9 调制脉冲时序图

4 MPM产品及热仿真

为了减小体积重量，在设计的每一个环节、每一个单元设计时都要从减小其体积重量考虑。减小IPC的体积重量主要从以下几个方面着手：

1）选择小型高效率的行波管，以减小电源功率和散热板的散热面积；

2）采用贴片元件来减小各电路板体积和重量；

3）合理布局IPC的各单元位置，使关联单元合并于一块PCB上或靠近放置，符合信号流向，并与TWT连接最短；

4）合理利用MPM的腔体空间，使高压单元位于高压仓，低压单元位于低压仓，使高压仓灌胶量最少。

影响MPM可靠性的主要因素有高压击穿损坏和过热击穿损坏。机内采用高压单元整体灌注高压导热胶SE908来防止放电、爬电和电晕，消除高压击穿隐患。散热问题必须通过仿真和实验验证来证明高温工作安全可靠。

机内主要热源特性如表2所示，使用该IPC设计成的MPM产品外形如图10所示。

表2中序号1、3的发热功率是按最大可能发热功率估算，约等于用电功率，多算的热功率作为设计余量。按表2用SolidWorks进行高温+55℃工作、自然散热方式进行热力学仿真［12］，在尽量限制散热翼的体积重量条件下调整散热翼，控制底板温度满足限温要求，最终定型的仿真温度分布如图11所示。

表2 主要热源特性表

图10 MPM结构外形图

图11 MPM散热仿真温度分布图

此时，在高温55℃环境下工作稳定，行波管底板最高温度为93℃，满足使用要求。

在高温工作试验中，实际测得最高温度为88℃。分析原因可能是行波管和微波组件实际工作时是有微波功率输出的，其中一部分电能转化为电磁波能量，使发热减少；另一个原因是试验箱内有循环风，比自然对流的仿真条件散热好，故散热底板温度低。

5 结语

所述的MPM发射机，目前已使用于产品中，工作状态稳定可靠，其核心技术——高压电源和调制器现已成系列化，有专门适用于小型MPM的完全集成电源，有适用于大型发射机的分单元模块电源。有调制器分连续波调制器和脉冲专用调制器。使用上述模块生产了各型发射机，其技术性能可达到：脉宽200ns的行波管直接调制；产生辐射信号脉冲上升、下降沿约20ns；脉宽、周期误差约20ns，可以作为功率信号源使用。