低共模噪声隔离DC-DC变换器的设计

潘成飞 游勇 陈红亮

摘  要：数据采集系统中通常采用隔离开关电源给浮置测量电路供电，然而对于被测信号接地的情况，变压器初次级间的噪声对测量电路而言是一个共模干扰源，影响测量精度。为提高测量精度，对初次级间共模噪声产生的机理、共模噪声在测量回路中形成干扰的原因进行分析，得到降低共模噪声的思路。最后设计一款隔离电源，使用平衡对称指数规律变化的波形驱动变压器，以降低驱动电压和漏感电动势的dV/dt，采用全桥驱动和全波整流的对称拓扑并结合单层绕组抵消初次级间感应电动势产生的泄漏电流。试验表明采取这些措施后共模噪声远低于常规不控制变压器dV/dt的方波驱动方案。

关键词：开关电源;共模噪声;驱动波形;漏感电动势

中图分类号：TM46     文献标识码：A 文章编号：2096-4706（2019）16-0022-04

Abstract：The isolation switch power supply is usually used in the data acquisition system to supply power to the floating measurement circuit. However，when the measured signal is grounded，the noise between the primary stages of the transformer is a common mode interference source to the measurement circuit，affecting the measurement accuracy. In order to improve the measurement accuracy，this paper analyzes the mechanism of common mode noise in the first stage and the reason of common mode noise in the measurement loop，and obtains the idea of reducing common mode noise. Finally，an isolated power supply is designed，which uses the waveform of balanced symmetric exponential law to drive the transformer，so as to reduce the driving voltage and the dV/dt of the leakage induced electromotive force. The symmetric topology of full bridge drive and full wave rectification is adopted，and the single-layer winding is combined to offset the leakage current generated by the initial induced electromotive force between stages. The results show that the common mode noise is much lower than that of the conventional square wave drive scheme without controlling transformer dV/dt.

Keywords：switching power supply;common mode noise;drive waveform;leakage electromotive force

0  引  言

测量对地存在共模电压的信号，要求测量设备的输入端对地隔离，使被测信号与大地没有电流回路，以保证人身和设备安全、测量结果正确。对浮置测量电路供电通常有电池、工频变压器、隔离开关电源三种方案。隔离开关电源体积小效率高，是目前采用較多的方案，但其共模噪声较大。当测量接地的信号源时，共模噪声电流在测量回路阻抗上形成压降，造成干扰。特别是对于微弱信号并且共模噪声频率在信号的频带内时，严重影响测量精度。电池供电理论上没有共模电压，但是需要更换维护，工频变压器也可达到很好的效果，但体积大，都不适用于插卡式数据采集系统。

一些隔离DC-DC电源在初次级跨接大的电容短路共模噪声，然而对于浮置测量电路是不可取的，降低了输入的共模抑制比和交流隔离度。使用双层屏蔽可以降低共模噪声，但对于CAT II 600V及以上的测量应用，在提供几瓦特功率的小型磁芯内，初次级屏蔽间的绝缘距离达不到安全标准的要求。

本文分析了隔离开关电源共模噪声产生的机理，特别是通常被忽略的次级漏感电动势产生的共模噪声。指出采用平衡对称指数规律变化的驱动波形，能够在减缓初次级绕组感应电动势的dV/dt和次级漏感电动势的dV/dt的同时，不至于使次级二极管电流峰值因数增加过多。最后设计一款用于插卡式数据采集系统的低共模噪声隔离电源，实验证明比方波和梯形波驱动产生的共模噪声低。

1  隔离电源共模噪声对测量电路的影响

测量设备与被测信号构成的测量回路如图1所示。Vcm是变压器初次级共模电动势，Ciso是初次级绕组杂散电容。若被测信号接地或与地的阻抗较低，共模电压在地回路中产生电流。从测量电路的输入看，其测量的信号为被测信号与连接线阻抗上的噪声电压叠加，而测量系统认为叠加的电压就是信号电压，从而产生误差。

特别是被测信号供电和测量设备供电就近连到同一市电线路上时，其地回路并不长，阻抗低，容易受影响。实践中发现如果对10MHz带宽隔离数据采集卡供电的几瓦特开关电源不加以改进处理的话，在满量程100mV下，探头输入和测量地都连接到大地，其噪声峰峰值达到10mV，影响是非常严重的。

2  隔离电源共模噪声形成的机理

2.1  初次级绕组电压产生共模电压

假设初次级绕组均为单层线圈，如图2所示。N匝线圈相当于把自感电动势分成N分串联，从接地端到电源端，线圈对初级地的电位逐渐升高。每一匝初级线圈对整个次级绕组有一个杂散电容，最终效果等效于在这个单层线圈中间位置串联一个总杂散电容到次级地，即共模噪声源模型是电动势为初级电压一半，内阻为总杂散电容的电压源[1]。同理，次级绕组互感电动势产生的共模电压等效于电动势为次级电压一半，内阻为总杂散电容的电压源。

初次级绕组电压产生的两个共模电压分量叠加可能减少也可能增加，与匝数比、绕线方式、拓扑等有关系，但一般情况不可能完全抵消。

2.2  变压器漏感电动势产生共模电压

实践中发现变压器次级漏感电动势也会产生共模噪声。图3是下图6中初级绕组A点对初级地，以及次级绕组C点对次级地的波形，可见Q1从导通过渡到截止过程刚开始的阶段，A点电压线性下降，即初级绕组电压线性降低。此时次级绕组电压并没有马上跟随降低，而是延迟了94ns才开始降低。在二极管D1阴极串入0.1Ω电阻取样电流波形，发现此阶段D1电流从正常值逐渐降低到0，如图4所示。说明漏感能量在转移到输出端。

用示波器测量次级地对初级地的共模电压，由于示波器探头相当于开路，次级再连接任何设备都会影响测量结果。所以共模电压与D1电流，C点波形无法同时测量，可以A点为基准分别测量，单独测量的共模电压波形如图5所示。可见在A点电压开始下降的阶段，产生了一个共模电压CM，与C点延迟时间的位置对应。

输出滤波电容保持输出电压相对稳定，次级绕组互感电动势与初级自感电动势变化是一致的，马上跟随初级电压降低的，而此时D1还有电流，说明互感电动势降低的同时漏感电动势从0开始线性增大，增大的量等于互感电动势减少的量，直到次级绕组电流为降为0，漏感能量放完，然后漏感与二极管结电容形成减幅振荡。次级漏感是分布参数，是次级每一匝产生漏磁通叠加的效果，与次级互感电动势对初级的作用产生共模电压的原理是一样的。

实践发现，带中心抽头的次级用全波整流输出正负电源，当正负电源的负载相等时，漏感电动势得到一定程度的抵消。然而在实际的测量电路中正电源需要给FPGA和ADC供电，电流比负电源大。

3  隔离开关电源共模噪声改善方法

3.1  绕组屏蔽

在初次级绕组间使用双层屏蔽，靠近初级的屏蔽接初级地，靠近次级的屏蔽接次级地，降低了初级绕组和次级绕组的互容[2]。但是对用于CAT II 600V及以上测量应用的数据采集板卡双层屏蔽并不现实，使用三重绝缘线并无意义，双层屏蔽铜箔间是薄弱环节，要满足安全标准中隔离距离要求所需的磁芯尺寸比正常大较多。不过在实践中，单独使用单层屏蔽接初级地，对降低共模电压也有一定效果，同时初次级绕组都使用三重绝缘线，也可达到安全标准的要求。

3.2  减缓开关切换斜率

减缓开关切换斜率，也就是降低繞组的dV/dt，对降低干扰是非常有效的[3]。开关管损耗会增大，按图6的电路，在开关切换过程，次级电压低于输出电压时整流二极管截止，在绕组电压平顶阶段才有开关电流。所以在开关缓慢切换过程，开关管不需对次级提供能量，导致的效率降低可以接受。

3.3  合适的拓扑和绕线方式抵消共模电压

初级使用对称驱动的拓扑，如带中心插头的全桥，中心抽头通过电容交流接初级地，并且初次级都为单层绕制，宽度一致。绕组两端对中心抽头是互为反相的等幅交变电压。根据章节2.1的分析，初级中心抽头分开的两部分绕组对次级产生的共模电动势大小相等方向相反，由于初次级绕组单层等宽，初级两个绕组对次级杂散电容大体相等，初级电压对次级产生的共模电压在一定程度上得到抵消。同样地，次级绕组采用带有中心抽头的全波整流，产生的共模电压在一定程度上得到抵消。

3.4  外部补偿共模噪声

文献[4]给出了一种无源补偿方法，使用一个电容和一个补偿绕组产生与共模电流反相的补偿电流，但是没有调节元件，变压器一旦做好就不能再进一步细致调节补偿效果。这里提出直接利用次级绕组进行补偿的方案，适用于次级带中心抽头的整流拓扑。可用电位器取样次级两端电压，用一个容量与变压器初次级电容大体相等的电容连接初级地和电位器抽头。一般小功率变压器杂散电容十几皮法以下，所加的电容对测量电路的交流隔离度影响不大。

次级绕组两端对初级地的电压互为反相，电位器抽头在中心位置附近存在一个零点，在零点往次级其中一端调，加在电容上的电压增大;在零点往次级另一端调，加在电容上的电压也增大，但相位相反。可产生一个与原共模电压相位相反幅值相等的补偿电压加在电容上，抵消初次级感应电动势产生的共模电压。实践中发现此方法对高dV/dt驱动波形边沿产生的干扰抑制效果不明显，对波形平顶阶段产生的共模电压是明显的。同时要求电位器分压的等效电阻远小于开关频率下的容抗。

4  低共模噪声隔离电源的设计

根据以上产生共模电压的原因和改善方法，设计了一款隔离开关电源，如图6所示。

FPGA及其自带存储空间、DAC构成信号发生器，产生驱动波形。两个运放驱动分别驱动两组互补跟随器，增益分别为5和-5倍。驱动波形平顶阶段互补跟随器接近饱和区，在不牺牲开关速度的情况下尽量降低损耗。经过调试，信号发生单元输出峰峰值为2.7V，偏置1.35V的方波，可在半桥输出得到0.7～12.7V的电压。两半桥输出加到变压器初级电压幅值为12V。

采用带中心抽头全桥拓扑，中心抽头交流接初级地。次级采用全波整流，得到正负电源。开关频率为200kHz，变压器用EP13磁芯，初级用Φ0.40mm漆包线双线绕5匝，次级用Φ0.3mm漆包线双线绕10T，初次级都是单层线圈。

用示波器测量共模电压，探头夹子接初级地，探头针尖连接次级地。因为探头相当于开路，极易受空间50Hz电场影响造成波形基线漂移，所以整个电源放在接初级地的金属机箱内。正电源接39Ω电阻，负电源接220Ω电阻，实测电源输出电压±11.3V。编程信号发生单元，分别输出上升时间100ns方波、上升时间500ns方波、平衡对称的指数波，频率均为200kHz，测试这几种情况的共模电压波形和峰峰值。共模噪声测试结果如表1所示。

其中指数波是这样的：0～π/2（0～1.25μs）阶段电压与1.35V电源对时间常数为180ns，电容初始电压为0的RC串联电路进行充电时的电容电压一致。π/2～π（1.25～2.5μs）阶段是0～π/2波形的镜像，负半周π～2π阶段为0～π波形的反相，输出幅值1.35V，偏置1.35V。

可见降低驱动波形dV/dt可降低共模噪声，由于次级漏感的影响，要进一步减少噪声，需要较低的dV/dt，但会导致平顶阶段时间减少，次级二极管导通角降低，峰值电流增大。而采用指数波形，如图7中A为变压器初级引脚波形，过渡过程是圆滑的，变压器初级电压变换极性的过程，先缓慢再快速过零然后缓慢达到另一个峰值，刚开始缓慢的斜率降低了漏感电动势dV/dt，以稍快的斜率过零使次级二极管导通时间不至于过短导致峰值电流增大。图7中CM为共模电压波形，对降低共模噪声取得了较好的效果。

板卡上每路隔离电源都用图6方案显得成本过高，体积较大。實际上每路隔离测量电路功率不大，一般5W以内，将信号发生单元、驱动共用，放置在机箱电源中，隔离变压器在每个板卡上，并联连接到驱动输出端。

5  结  论

分析了隔离数据采集板卡的隔离电源共模噪声产生的机理，提出了降低共模噪声的方法。根据这些思路设计了一款隔离电源方案，使用平衡对称指数波驱动，实验表明共模噪声比通用的没有斜率控制的方案低得多，从而提高了测量电路的性能。采用集中驱动的方式避免成本和体积过多增加，具有实用性。

参考文献：

[1] [美]拉尔夫·莫里森.仪器设备的接地和屏蔽技术 [M].第二版.梁怀璧，译.北京：科学普及出版社，1988.

[2] 菅沼豊，宋永林.采用双层屏蔽变压器的小电流互感器的试验方法 [J].国外计量，1975（1）：46-49+37.

[3] 周伟英，丘水生.开关电源电磁干扰抑制技术 [J].低压电器，2007（19）：45-49.

[4] 邹丽霞，谢毅聪，熊蕊.开关电源基于补偿原理的无源共模干扰抑制技术 [J].电源技术应用，2004，7（1）：49-52.

作者简介：潘成飞（1987.06-），男，汉族，广东肇庆人，技术经理，本科，研究方向：精密测量仪器。