应用于电磁测量系统的正弦天线设计

商 锋, 李国栋

(西安邮电大学 电子工程学院， 陕西 西安 710121)

卫星导航系统中包含高集成度的电子元器件。这些电子元器件对电磁辐射非常敏感。在卫星导航系统的生产和投入使用过程中需要测量导航系统周围的电磁场景。相对于实际测量，采用仿真方式的电磁测量系统能够更直观地仿真电子设备周围的电磁环境，具有经济、安全、迅速、灵活等优点，得到了广泛应用[1]。应用于卫星导航的电磁测量系统利用天线模拟卫星导航信号和卫星干扰信号，从而仿真导航设备周围的电磁干扰环境[2-3]。为了尽可能宽地覆盖各卫星导航频点，电磁测量系统的天线一般要求能在左旋圆极化和右旋圆极化之间实现极化方式的切换，即采用双圆极化方式。

目前常用的卫星导航电磁测量系统天线多采用阿基米德螺旋天线、等角螺旋天线和微带天线等方式。阿基米德螺旋天线[4]和等角螺旋天线[5]具有宽带圆极化的特点，但是单根天线无法实现双圆极化，需要采用多根天线，增加了系统的复杂度。微带天线能够实现双圆极化性能，但其工作频带约为0.1%～1.9%[6-8]，频带较窄。当系统需要多个导航频点以及高增益、旋向可切换的天线时，就需要多个微带天线来满足测量系统的覆盖带宽要求，这会增加电磁测量系统中的天线数量，增大系统的复杂度和成本。

正弦天线具有宽频带、高增益、全极化的特点[9]，可以通过馈电网络移相方式实现双圆极化。正弦天线的高增益特性，可以为电磁测量系统的射频链路提供增益余量，其宽频带和双圆极化特性可以减少系统中导航天线的使用数量。

为了减小电磁测量系统的复杂度，实现天线的宽频带和双圆极化特性，本文拟设计一款应用于卫星导航电磁测量系统的正弦天线。利用平面正弦天线结构作为辐射器，输入端采用指数渐变的巴伦结构阻抗匹配，使用3 dB电桥实现天线双圆极化辐射，采用圆锥形平台金属反射腔，实现天线的单向辐射。

1 正弦天线理论及其设计

1.1 正弦曲线

正弦天线的结构由正弦曲线通过适当旋转构成，正弦曲线由角度和比例因子决定，其曲线由一系列单元组线段构成，定义第p个单元组线段[10]为

其中：r和φ为曲线的极坐标；αp为第p个线段的角度，αp决定了基本正弦曲线的角宽度；Rp表示第p个单元的径向距离；τp为第p个线段的比例因子，表示第p和第p+1相邻两单元镜像距离的比值[11]。

相邻两个单元半径之间的关系可以表示为

Rp=τp-1Rp-1。

1.2 正弦天线结构

将正弦曲线围绕坐标原点顺时针和逆时针各旋转角度δ，分别得到两条曲线

正弦天线辐射臂结构，如图1所示。

图1 正弦天线辐射臂结构

正弦天线辐射器由以τp为比例因子的正弦曲线构成，辐射器臂长接近于半波长或半波长奇数倍的区域为辐射区，臂长小于半波长的区域为传输区[12]。

令天线工作波长为λ，则天线的工作频带与天线正弦曲线尺寸之间的近似关系[9]可以表示为

2r(αp+δ)≈λ/2。

根据天线工作频带的上、下限频率，可以近似求出R1和Rp的值[9]分别为

其中，λ1和λH分别表示最低、最高频率对应的波长。

1.3 正弦天线辐射原理

正弦天线是一种非频变天线。正弦天线辐射原理如图2所示。正弦天线2个辐射臂沿x轴分布，设其工作区中P点和P′点的电流密度矢量分别为J和J′，它们是与电场强度方向一致的矢量。将其分别分解为沿x轴的分量Jx、J′x和沿y轴的分量Jy、J′y。在辐射过程中，Jx与J′x反向抵消，Jy与J′y同相叠加，导致沿x轴分布的两个正弦辐射臂电场极化方向为y轴方向。对2个辐射臂进行相位差180°的反向馈电时，电场沿辐射臂轴线方向辐射，在天线的正反面均有辐射。对于四臂正弦天线，通过对其沿x轴和沿y轴的辐射臂进行相移，就能实现天线顺时针或者逆时针的旋向特点，即双圆极化辐射特性。

图2 正弦天线辐射原理

2 天线结构设计

正弦天线结构设计主要是设计天线辐射器、馈电巴伦、反射腔和双圆极化4个方面。

2.1 天线辐射器设计

设计的正弦天线工作频带为1.0 GHz～2.6 GHz，参数δ=22.5°，正弦角度α=45°，辐射贴片印刷在厚度h=2 mm、φ=165 mm、相对介电常数为2.65的聚四氟乙烯介质板上。设计的天线辐射器如图3所示。

图3 四臂正弦天线辐射器

2.2 馈电巴伦设计

为了获得正弦天线相对的两个辐射臂等幅反向馈电，需要设计50 Ω阻抗到辐射臂的阻抗变换巴伦，本文采用指数渐变的微带线到平行双线的巴伦结构设计，其原理和结构如图4所示。

图4 馈电巴伦的原理和结构

图4中，l为巴伦总长度，Z0为输入端阻抗，Zl为终端阻抗。天线对地的阻抗为[9]

ZM=30π/[sin(π/N)]。

其中，天线臂数N=4，由此可得每个臂对地阻抗为133.3 Ω。馈电巴伦的终端阻抗Zl取133.3 Ω，Z0取同轴线的特性阻抗50 Ω[11]，在馈电巴伦结构中，W1一端为50 Ω阻抗，W一端为133 Ω阻抗，l取工作频带内中心频率所对应波长的一半。

2.3 反射腔设计

为获得单向的右旋圆极化辐射，在天线底部平底型反射腔的基础上增加圆锥形平台反射腔，其结构如图5所示。

图5 反射腔结构

圆锥形平台顶端与天线的距离h1取天线工作频段最高频率波长的1/4，平台底端与天线距离H取天线工作频段最低频率波长的1/4。圆锥形平台顶端周长对应频带内最高频率工作点的波长，底端周长对应频带内最低频率工作点的波长。

正弦天线具有双向辐射的特性。天线正下方辐射的左旋圆极化波经过金属反射腔反射后，旋向变为右旋，同时相位变化180°，当反射的电磁波到达天线表面后，与天线上方的右旋圆极化波极化相同，同相叠加，以此提高增益。

2.4 双圆极化设计

为获得双圆极化波，在馈电巴伦前加入3 dB的电桥，产生天线相邻两个臂之间90°的相移，辐射左旋圆极化和右旋圆极化波，电桥原理如图6所示。

图6 3 dB电桥原理

3 仿真和实测结果分析

使用Ansoft HFSS软件和Agilent公司的矢量网络分析仪E5071C，分别对天线模型和实物进行仿真及测试，验证所设计天线的性能。

3.1 仿真结果分析

使用高频电磁场仿真软件Ansoft HFSS对天线模型进行仿真，仿真模型如图7所示。

图7 天线联合仿真模型

天线在1.0 GHz ～ 2.6 GHz频段内电压驻波比如图8所示。

图8 电压驻波比

由图8可以看出，在不加馈电巴伦直接使用同轴线对天线馈电条件下，天线在工作频段内驻波比在3到10的范围内波动。加馈电巴伦后，全频段驻波降低到了2.5以下。相比直接对天线馈电，使用巴伦馈电对天线的驻波改善较大。

天线在1.2 GHz、1.6 GHz和2.5 GHz频段的方向图分别如图9所示。

图9 天线方向图对比

由图9可以看出，在不使用反射腔条件下，天线轴向的极化增益约为5 dBic。增加反射腔后，天线轴向的右旋圆极化增益增加至8 dBic左右。这是由于反射腔反射了左旋圆极化波，提高了增益。

卫星导航不同频点处的天线轴向增益如表1所示。

表1 不同导航频点的轴向增益

天线在1.2 GHz、1.6 GHz和2.5 GHz频段的轴比如图10所示。

图10 天线在不同导航频段的轴比

由图10可以看出，增加反射腔可以改善天线轴比。增加反射腔后，天线的正前方轴比增加了约2 dB。

所设计的正弦天线与文献[14]阿基米德螺旋天线、文献[15]圆锥等角螺旋天线指标对比如表2所示。可以看出，阿基米德螺旋天线和平面等角螺旋天线都具有宽带与双向辐射的特性，可以通过增加反射腔来实现单向辐射，其缺点是无法实现双极化的极化方式。文献[14]中的阿基米德螺旋天线采用平底型金属反射腔，主要优化400 MHz～1 200 MHz高频段的增益，其增益范围为6 dBic～9.5 dBic；其低频段200 MHz～400 MHz增益较低，增益范围为1.0 dBic～6.0 dBic。文献[15]中的等角螺旋天线在设计时未采用反射腔，故其增益范围较小，为3.0 dBic～6.8 dBic。

表2 不同天线指标对比

3.2 实物测试结果

加工后的天线实物如图11所示。

图11 天线实物

使用Agilent公司的矢量网络分析仪E5071C对天线的电压驻波比进行测试，测试结果如图12所示。可见，天线在1.0 GHz～2.6 GHz频段内驻波比小于2。

图12 实测电压驻波比

通过微波暗室对天线的1.2 GHZ、1.6 GHz和2.5 GHz频点的方向图进行测试，测试结果如图13所示。

图13 实测方向图

由图13可以看出，方向图实测结果和仿真结果基本一致。

4 结语

针对电磁测量系统，设计了一种平面正弦天线，采用指数渐变巴伦结构改善输入匹配，采用圆锥形平台反射腔提高天线的轴向增益，使用3 dB电桥实现天线的双圆极化性能。仿真结果表明，正弦天线在频段内驻波良好，轴向增益高，相比于阿基米德螺旋天线和平面等角螺旋天线，实现了双圆极化性能。根据仿真结果确定天线结构尺寸加工实物，天线在工作频段内的电压驻波比小于2，轴向增益大于7 dB，实测指标参数与仿真结果基本一致。