基于LCL滤波的单相并网逆变器的设计

张朝霞， 文传博

(上海电机学院 电气学院, 上海 201306)

光伏发电和风力发电等新能源并网是能源可持续发展战略的重要问题。许多国家都积极研发光伏发电、风力发电等新能源并网发电系统[1-4]。目前，常用的新能源回馈电网的方案为：先把新能源转化成电能；再把电能调节成满足全桥逆变器所需的直流电压；最后由全桥逆变器将新能源回馈到交流电网。在整个并网系统中，最核心的环节是逆变器，使用正弦脉宽调制逆变技术(Sinusoidal Pulse Width Modulation, SPWM)。这种方案采用了较多模拟环节，且其控制方法也比较落后，就使得并网逆变装置的并网效果不那么理想，使其应用受到限制。

针对并网逆变器技术的探索越来越多，面对以往控制技术的不足，人们提出了很多研究方向。文献[5]将高速的数字信号处理(Digital Signal Processing, DSP)应用到并网逆变器的控制之中，使用数字控制与模拟控制结合实现理想的控制效果；文献[6]根据各系统情况的不同，采用不同的逆变器拓扑结构，如单相、三相、隔离等，且各结构之间可以进行组合，形成各种不同的形式，来满足更多的需求。功能完整的并网逆变器系统，其工作模式更为复杂，可在无市电接入时，作为一个电压源做逆变，也可在并网时当做电流源运行，因此可对切换技术做进一步研究[7]。在文献[8]中采用多台逆变器并联的主从模式，在一组逆变器当中选取一个作为主逆变器模块，剩下的几个支持主逆变器运行，此结构充分考虑了实际现场工作的复杂性，能够自如调节，适用范围广，可实现功率的合成，可靠性高，是向智能电网发展的一个方向。

本文设计了一种基于LCL滤波的单相并网逆变器，其结构简单易于实现，具有高频谐波抑制能力，采用双电流闭环控制方法，可实现系统更好的稳定性和动态性能。

1 单相并网逆变器的总体设计

在单相并网发电系统中，逆变器主电路，即DC/AC电路部分，其作用是把上一级电路产生的400 V直流电，转变成220 V工频交流电，然后将其输送至电网[9]。逆变器并网工作的条件为：逆变器输出电压与电网电压同频同相同幅值，输出电流与电网电压同频同相，即达到功率因数为1，逆变器的输出还应满足电网电能的质量要求。上述功能的实现，在于有效的逆变器并网控制方案[10]。

1.1 并网逆变器的原理分析

本文的逆变器使用的是单相全桥逆变电路，其拓扑结构如图1所示。

图1 系统逆变主体电路拓扑结构图

由图1可知，单相全桥逆变器的工作原理为：功率开关器件为4个绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor, IGBT)Q1、Q2、Q3和Q4，DSP输出SPWM信号来驱动IGBT管的导通。当逆变器电路通入直流电源后，Q1、Q4先导通，Q2、Q3截止，电流从直流电源的正极出发，经Q1、滤波器、变压器初级线圈和Q4后，回到电源负极。Q1、Q4截止，Q2、Q3导通时，电流从直流电源的正极出发，由Q3、滤波器、变压器初级线圈和Q2后，到达电源负极。这时，逆变器的输出端形成方波，此方波为正负交变。经过SPWM的控制，实现两对IGBT重复开关动作，输出等效交流电压，再经过滤波器的作用，可使输出端出现理想的正弦波交流信号。同时，逆交桥各臂都并联有反馈二极管，二极管有续流作用[11]。

1.2 并网逆变器滤波器形式

图2 3种滤波器形式图

并网逆变器系统中，滤波器的不同可使电流环动态、静态响应不同，其影响是使并网系统的直流电压、输出功率与系统功率等因素的确定受到限制，因此，交流侧滤波器的设计举足轻重。常用的3种滤波器有L、LC与LCL，分别如图2(a)～图2(c)所示，各自的应用场合也不同。

L滤波器结构和控制简单，一般应用在并网逆变的场合。随着并网功率等级的增加，考虑效率与可靠性，并网逆变器的开关频率应该较低。为了达到并网的要求，电感值要增大，但这不仅使系统的动态性能下降，而且会引起成本与体积增加。

LC滤波器比L滤波器有更好的滤波效果，结构简单，多用于独立逆变的场合。如果应用在并网逆变器中，必须对电容电流进行补偿，否则会对进网电流的功率因数造成影响。

LCL滤波器滤波效果更好，可抑止高次谐波，而且网侧电感还可抑止冲击电流。一般应用于中大功率逆变场合。由于LCL滤波器是3阶系统，会存在谐振问题，若参数设计与控制方法不适，会使系统不稳定。因此，在设计时，不但要考虑滤掉进网电流的高次谐波，而且要避免系统产生谐振，从而达到理想的稳定性与可靠性。

LCL滤波器有其独特的优势：① 在滤波效果一样的情形下，LCL型滤波器电感量更小，节约材料与降低成本；② 有良好的高频谐波抑止作用，谐波高频分量的衰减能满足系统需求；③ LCL滤波器的网侧电感对并网冲击电流有着很好的抑止作用。考虑这些因素，本文拟使用LCL滤波器为逆变器滤波[12]。

2 基于LCL滤波的单相并网逆变器控制

2.1 并网控制策略分析

逆变器并网系统有电流型和电压型控制。本文选用电流型控制，逆变器并网运行时，电网被当做容量非常大的电压源。逆变器工作在电流控制下，负载决定输出电压，逆变器当做理想电流源i0，模型如图3所示。

图3 电流控制并网模型

图3中，Uo是逆变器输出电压，Z是逆变器的负载，io是逆变器输出电流，iZ是负载电流，ig是进入电网的电流。并网运行时，io为负载电流与进入电网的电流之和，可表示为io=iZ+ig。Ug表示电网电压，Zg表示电网的阻抗。在大电网系统之中，电网阻抗很小，可接近为零，同时将负载当做电网负载，则负载和电网组成一体。

电流控制并网模型也可进行简化，模型如图4所示。运行在电流控制模式下，并网运行的系统就可看作一个电流源与一个电压源相串联，逆变器决定电流，电网决定电压。

图4 电流控制并网简化模型

电流控制模式，对电网来讲，并网逆变器表现高阻抗性。输出电流受电网电压的扰动影响较小，可改善输出电流的质量[13]。在本文中，逆变器输出电流io认为是并网时的输出电流，这时把负载Z当做电网上的一个负载，它与电网上其他的负载地位相同，独立运行时将Z认为是本地负载。

2.2 锁相环的工作原理

锁相环(Phase-Locked Loop, PLL)是一种反馈电路，其功能为让电路上的时钟与外部时钟达到相位同步。由于逆变器输出的电压和电流只有同频同相时才可并网供电，因此，在控制器中都要有锁相环。锁相环常在闭环跟踪电路中使用，能使输出信号频率对输入信号频率达到自动跟踪。锁相环运行时，输出信号和输入信号的频率一样，输出的电压和输入的电压相位差保持固定，即输出电压和输入电压的相位被锁定住。

锁相环的锁相环路是相位反馈的自动控制系统，由3个部件组成：鉴相器(PD)、环路滤波器(LF)、压控振荡器(VCO)。控制结构如图5所示。在图5中，输入信号是ui(t)，输出信号是uo(t)。把uo(t)反馈到输入端，通过环路的反馈自动控制，使得输出信号和输入信号的角频率相同，此时输出信号和输入信号形成固定的稳态相差，即环路成锁定的状态，从而达到锁相。

图5 基本闭环锁相控制结构

锁相环的工作原理为：PD用来鉴别输入信号ui(t)与输出信号uo(t)之间的相位差，并输出误差电压ud(t)，ud(t)中的噪声和干扰成分被低通性质的LF滤除，形成VCO的控制电压uc(t)，控制住VCO，使其频率变化，经过一个极短的时间，VCO输出会维持在某一期望值。

2.3 双电流闭环控制策略

LCL滤波器虽然能很好地滤掉高次谐波，但它是谐振电路，其谐振峰值会极大影响系统稳定性和并网电流的波形质量。因此，设计控制器让系统稳定地运行是最核心的问题。

双电流闭环控制即并网电流为外环，电容电流为内环的反馈控制。本文设计的控制策略就是此控制方式。并网电流为外环，电容电流为内环，合理调整控制器参数，可使系统稳定运行。系统框图如图6所示。

图6 电感电流外环与电容电流内环的系统框图

根据图6算出电流双闭环控制系统的开环传递函数为

[1+G1(s)G2(s)+G2(s)G3(s)+

G1(s)Gc(s)]

(1)

把以上关系代入式(1)，得系统开环传递函数为

(2)

式中：X0=KpKC；KC为电容调节系数；X1=KiKC；Y0=L1L2C，Y1=L2R1C+L2R2C+L2CKC；Y3=R1+R2；Y2=L1+L2+R1R2C+R2CKC。

逆变器交流侧的等效电路如图7所示。

图7 逆变器交流侧的等效电路

在图7中，电网电压为Ug，逆变器各桥间的输出电压为Uin，并网电流为I2，其中I2、Ug和Uin间的关系式为

(3)

式中，M=L1L2s3+(L1CR2+L2CR1)s2+(L1+L2+R1R2C)s+R1+R2。

电网可当做无穷大的理想电压源，若在式(3)中，滤波参数不变，I2与Ug、Uin相关，Ug作系统扰动量，Uin作系统输入，得I2和Uin的关系为

(L1+L2+R1R2C)s+R1+R2]

(4)

LCL并网逆变器的控制模型如图8所示。

图8 LCL并网逆变器的控制模型

经过大量资料的研究和分析，可以确定，以LCL滤波器的电容电流iC作内环，电感电流i2作外环的双闭环控制策略，可使系统控制性能得到理想改善，而且还可避免在L滤波电容上串阻尼电阻而给系统带来的弊端，保持了LCL本有的优秀滤波性能[14]。在系统中，使用以并网电流作外环与LCL电容电流作内环的双闭环控制策略，可满足系统各方面的需求。

3 单相并网逆变器系统仿真分析

用Matlab/Simulink软件进行单相并网逆变器系统仿真，其原理如图9所示。图中，g为脉冲端，A、B为电压电流端，L、d为流入流出电压电流端。系统中各参数设置如下：输入电压=400 V，电网电压有效值=220 V，逆变器侧电感Li=1 mH，电网侧电感Ls=0.5 mH，滤波电容Cf=20 μF，开关频率f=50 Hz，控制参数Kp=180，Ki=3 200，Kd=1。

图9 单相并网逆变器仿真封装原理图

(1) 系统稳定状态下仿真波形。稳定状态下，对系统中控制部分各参数进行合理选择，在逆变器输出并网电流放大15倍的情况下与电网电压的仿真波形如图10所示。

图10 逆变器输出并网电流和电网电压波形

由图10可看出：并网电流与电网电压很快实现同频同相，即功率因数为1。其中，并网电流是实际并网电流的15倍，并网电流波形是正弦波，呈稳定状态[15]。

对上图中的并网电流作快速傅里叶变换(Fast Fourier Transform, FFT)，分析结果如图11所示，纵坐标为各频率的谐波幅值对基波幅值的比值。由图可见，并网电流达到稳定状态后，总谐波失真(Total Harmonic Distortion, THD)含量为1.06%，系统输出电流谐波满足要求，逆变器成功实现并网[16]。

图11 并网电流的FFT分析图

(2) 系统动态情况下仿真波形。在动态情况下对系统进行仿真分析，波形如图12所示。

图12 仿真波形

以上是对两种不同动态情况的仿真，并网电流仍是实际并网电流的15倍。无论是何种情况，系统依旧会趋于稳定，并网电流和电网电压也仍维持同频同相，功率因数为1。

综上所述，本文设计的单相并网逆变器系统，无论在静态情况下还是动态情况下均可成功实现并网运行。

4 结 语

本文主要对并网逆变器进行了分析与设计。对滤波器进行了分析，选取了LCL滤波器，其具有更好的高频谐波抑制能力，添加阻尼电阻之后系统稳定性和动态性能得到很好改善，设计采用了电容电流与网侧电流双闭环的控制策略，使得输出电流更平滑，纹波显著减少，实现系统稳定性控制。仿真分析得出，所设计的单相并网逆变器可成功实现并网运行。