一种Ku频段紧凑型免调试正交器设计

孙立杰，伍 洋，阮云国

(中国电子科技集团公司第五十四研究所，河北 石家庄050081)

0 引言

馈源网络是天线系统的核心部件，而双工器又是馈源网络中最常用的元器件，其发展由来已久。随着无线通信技术的飞速发展，天线对宽带、低剖面和小型化提出了更高的要求。尤其是机载和船载小口径天线，对馈源网络及其元器件的紧凑性要求更加苛刻。

双工器主要分为频率双工器和极化双工器2种，频率双工器主要由T型功分器和滤波器组成，极化双工器主要由OMT和滤波器组成。宽带正交器主要为Bøifot结构和Turnstile结构[1]，而极化双工器的研究一般以侧壁耦合式正交器为重点，此种正交器多为中低带宽设计。2006年，Oscar Antonio Peverini等人设计了工作于Ka频段的双工器，但是结构复杂，且带宽较窄[2]；2009年A.Dunning等人设计了一个指标优良的3 mm波段双工器，结构参数很多，不适合低成本天线使用[3]；2012年，Uwe Rosenberg等人设计了一款一端为波导出口，另一端为同轴出口的紧凑型侧壁耦合式正交器，但使用带宽和功率容量受到限制[4]；2015年卢邵鹏等设计了一款C频段正交器，其耦合口在圆矩自然过渡处，仍需通过隔片进行侧壁驻波和端口隔离调试[5]；2017年张海福等设计了一款Ka/EHF双频侧壁耦合式正交器，区别于文献[5]的是收发相对带宽较宽，直通路不用添加隔片，但尺寸较大，耦合口位置参数过于敏感，加工难以保证，且没有对高次模问题进行分析[6]。

本文针对低成本、小口径天线设计需求，通过分析高次模谐振频率，设计了一款Ku频段免调式且结构紧凑的收发双工器。最终经样机加工验证，电气指标优良，满足工程应用需求。

1 侧壁耦合正交器设计理论

下面讨论的正交器主要针对侧壁耦合式结构。整体来看这是一种物理结构为三端口，电气结构为四端口的微波器件，如图1所示。正交器的公共口多为圆波导口或方波导口，2个简并的主模为2个电气端口，这2个极化正交的主模信号一个传输到直口，另一个传输到侧壁出口，从而实现正交器对正交极化信号的分离。

图1 OMT原理

正交器的公共耦合部分对阻抗匹配和隔离性能的影响较大，特别是耦合单元对高次模的激励，而且这些高次模还直接影响天线的辐射方向图，尤其是交叉极化方向图，经验上设计师可通过控制公共耦合结构截面尺寸或利用对称的分支结构来改善对天线方向图的影响[7]。

文献[8]利用侧壁耦合口对称加载结构，通过高次模反相迭加的原理来抑制圆波导里的TM01和TE21模，以及方波导里的TE11模和TM11模，很好地解决了宽带工作情况下，直通路端口在高频段的高次模谐振问题。

对于侧壁耦合式正交器而言，工程应用中多为中等以下带宽，主波导和矩形波导里一般只传输基模TE11模和TE10模。虽然在局部耦合不连续处仍会激励起不希望产生的特定高次模，但只要高次模的谐振频率高于工作频率上限或在工作带宽外，也不会对设计产生影响。因此，当工作带宽较窄，为节约加工成本采用传统非对称结构进行设计时，确定高次模的激励频率显得至关重要。合理利用高次模和调整高次模谐振频率能够有效改善天线系统和微波元器件的电气性能，文献[9-10]通过控制馈源喇叭内高次模的激励实现了对馈源交叉极化和方向图的改善，而文献[11]在分析方波导高次模激励的基础上，设计了宽带波纹波导移相器。在此放弃传统模式匹配法和等效电路法，选择利用分析高次模谐振频率的方法来研究设计侧壁耦合式正交器。该方法通过确定高次模谐振频率，可以方便地分析正交器的工作带宽，尤其是对于收发双频工作的元器件，通过避开或调整谐振频率，可以有效提高其相对带宽。对于圆波导侧壁耦合结构，直通路阶梯过渡多设计在圆波导上，在耦合口处形成的不连续截面如图2所示，因此提出用下式来计算高次模激励频率fc：

(1)

图2 耦合口不连续处阶梯过渡截面示意

侧壁耦合式正交器的设计步骤如下：① 根据使用频率和带宽，决定公共波导口径和结构形式；② 选择耦合形式；③ 确定耦合口位置和尺寸；④ 设计阻抗匹配单元尺寸；⑤ 选择合理的优化计算方法，建立三维仿真模型，优化得到最佳结构尺寸。

2 免调试紧凑型正交器设计

工程应用中，关于侧壁耦合式正交器的设计主要追求的是高隔离、低驻波、小型化和低成本。传统工程使用的侧壁耦合式正交器结构简单，加工成本低，但尺寸大，指标差，基本依靠后期调谐螺钉和主波导栅片进行阻抗匹配，工作量较大。但这种简单结构侧壁耦合口多处于均匀连续性结构处，可用传统的模式匹配法和等效电路法进行分析设计。而为了实现免调式和小型化的设计目标，在此采用了阶梯过渡和场耦合一体化混合设计，设计结构如图3所示，可见该双工器耦合口单元尺寸在2个正交极化方向均不连续，传统模式匹配法和等效电路方法处理困难，选用基于有限积分法的CST对正交器结构进行仿真设计。

图3 OMT截面二维示意

考虑加工难度和Ku频段卫星通信天线常用工作带宽，放弃了方波导而选择了圆波导作为输出端口。当正交器两矩形端口微波信号传输遇到2个极化方向均不连续结构时，公共口波导内电磁波模式设为EMW，表示为[12]：

(2)

从而可得圆波导第1高次模为TM01模，其截止波长为λc=2. 62r；第2高次模为TE21模，其截止波长为λc=2. 064r；第3高次模为TE01模，其截止波长为λc=1. 64r。而公共圆波导口径的选取一般希望在工作带宽内只能传输基模TE11模，由传输线理论[13-14]可知，圆波导半径r需要满足下式要求：

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(3)

另外考虑圆波导工作频率一般相对其截止频率有5%的余量，即满足下式：

fmin≥kfc。

(4)

因此，主模工作频率带宽为21. 4%，而为了覆盖Ku收发全频带，正交器的相对带宽需达到28%，因此对于非对称结构直通路势必产生高次模谐振。另外综合项目天线喇叭设计需求，初始考虑选取圆波导半径r=8. 45 mm。

首先设计直通路阻抗变换段，根据经验选取二阶阻抗变换即可满足要求，初始阶梯参数如图3所示。此时需要计算高次模谐振频率，确定可用工作带宽。由式(1)得出各高次模激励频率如表1所示。

表1 各阶梯对应不同模式的激励频率 GHz

经统计发现该公式计算的谐振频率和仿真值的误差与各阶梯截面的不圆度和高次模阶数成正比，而影响设计的较低次谐振频率主要为紧邻耦合口处的阶梯和圆波导交接引起的不连续激励起的低阶高次模谐振。仿真得到的直通路传输损耗曲线如图4所示，可见在最先激励的低阶高次模造成的损耗尖峰所在频率和计算结果吻合良好，偏移误差小于2%。同时可见在TM01模第一次谐振频率略高于Ku卫星通信发射频率13. 75 GHz，为了满足传统卫星通信天线扩频使用需求，需微调波导口径使第一谐振频率小于13. 75 GHz。

图4 直通路传输损耗仿真结果

而耦合口的长度l和宽度w尺寸与中心频率波导波长有如下经验公式[ 15-16]：

(5)

选定耦合口参数为l=13 mm；w=2. 5 mm，考虑工作带宽，侧壁采用二级阶梯阻抗变换过渡到BJ120标准波导出口，通过优化得到最终阶梯参数尺寸。

3 仿真与实物测试对比

图5 OMT加工实物

利用矢量网络分析仪对正交器进行了电气测试。电气指标实测结果与仿真结果对比如图6所示。从图6(a)可以看出，正交器发射和接收驻波比均小于1. 12∶1，且驻波曲线仿真与实测结果趋势一致；从图6(b)可以看出，正交器接收和发射损耗均小于0. 1 dB；从图6(c)可以看出，正交器收发端口隔离优于50 dB，远优于传统正交器的40 dB。整体而言，该正交器电气指标优良，完全能够满足Ku小口径卫星通信天线的设计需求。

图6 OMT仿真和实测结果

4 结束语

高次模的相关分析一直是业内比较头疼的话题，而高次模的问题主要集中在高次模的抑制和高次模的利用2个方面，要想处理这2个问题首先要解决的就是确定高次模的谐振频率。本文方法很好地处理了窄带侧壁耦合式正交器的设计问题，谐振频点的理论计算、加工样机的实测数据与全波仿真结果吻合度都很好。

由于通信技术发展趋势，大多数文章倾向于宽频带方面的设计研究，而对于工程需求量较大的低成本、小型化和窄带产品的设计却受到了忽视。本文的设计对工程实践有很好的借鉴意义。后续还需要对一些问题进行深入研究，比如提出的高次模谐振问题不能处理所有多端口过模结构[17-18]，正交器如何应用于特殊环境[19-20]，对所分析的电气结构相对带宽的进一步拓展等等。