使用多端开关网络的多电平逆变器拓扑研究

雷红玲，谢运祥，胡炎申

（1.广东机电职业技术学院电气工程学院，广东广州510515；2.华南理工大学电力学院，广东广州510641；3.深圳茂硕电气有限公司，广东深圳518055）

逆变器主电路拓扑是逆变器的核心，逆变器建模与控制算法等都是围绕拓扑结构用以改进其系统性[11]。传统两电平逆变器拓扑存在开关损耗大以及滤波电感大、输出谐波大等缺点。多电平逆变器输出端由于具有更多级的输出电平数、小的输出波形THD、低的系统EMI以及较高的功率密度和波形更接近正弦波等优点，因此受到研究者们的青睐。

本文对多电平逆变器拓扑进行研究，首先分析二极管箝位型三电平逆变器拓扑的特点，然后将新型多端开关网络应用于二极管箝位型三电平逆变器拓扑中，得到新型五电平逆变器。重点分析使用多端开关网络的新型五电平逆变器拓扑工作状态，并通过仿真验证理论分析结果。

1 理论基础

1.1 二极管箝位型多电平逆变器拓扑

二极管箝位型多电平逆变器拓扑是发展最早、应用最广的一种多电平逆变器主电路拓扑，这种电路通过多个功率器件串联，并按一定的开关逻辑产生所需要的电平数。图1为二极管箝位型三电平拓扑结构。

由图1可知，该拓扑采用2个串联的电容将直流母线电压分为3个电平，每个桥臂用4个开关器件串联，用一对串联箝位二极管和内侧开关器件并联，中心和第3电平相连，实现中点箝位。由于采用功率二极管箝位得到零电平，因此这种结构的逆变器又称为中性点箝位型逆变器[2]。

二极管箝位型多电平拓扑可采用不同的调制方法以产生多电平波形，在工业界普遍采用以下几种方法：1）正弦波-三角载波调制法[3-5]。2）空间矢量调制结合三维算法[6-8]；3）快速空间矢量调制算法[9]。4）特定谐波消去法[10-11]。二极管箝位型多电平逆变器具有以下特点。

（1）功率开关器件所承受的电压应力小。

（2）需要大量的钳位二极管同时箝位二极管的使用增大了总损耗、降低了转换效率。

（3）存在直流电容电压不平衡的问题。

（4）二极管箝位电路需要保证直流侧电容均压，控制困难。

（5）电路结构简单，较多应用在UPS与光伏逆变器中，实际应用中还是三电平电路为主，一般不超过五电平。

图1 二极管箝位型三电平拓扑

1.2 多端开关网络多电平拓扑构建

传统多电平逆变器存在一个突出的问题就是随着电平数的增加，需要的电力电子开关器件数目随之增加。数目众多的电力电子开关器件增加了系统的体积和成本，并且调制电路和控制算法也变得非常复杂。因此多电平逆变器拓扑电路研究的核心问题就是如何在输出电平数相同的条件下减少电力电子开关器件的使用数或者在功率开关器件数目相同的条件下得到更多的输出电平数[12]。

在多电平逆变器拓扑的研究方面，国内外学者不断尝试应用一些新技术并尽量使用较少的功率开关管来产生较高质量的输出波形，这是多电平逆变器的研究热点之一。有研究者将开关电源中的交错并联技术与磁路耦合技术引入到多电平逆变器拓扑中[13-14]，结合功率器件交错并联的方式与磁路耦合的电路构建方式，提出多端开关网络的概念。耦合电感交错并联技术可减小电感与电容等无源器件的体积与尺寸，降低功率器件的电流应力与功耗，同时改进输出电压谐波。使用三端开关网络的单相半桥逆变器如图2所示。

图2 使用三端开关网络的单相半桥逆变器拓扑

图2有4个桥臂，其中两个桥臂由两个完全相同的滤波电容组成，另外两个桥臂由两个全控型电力电子开关器件及反并联二极管组成，输出侧引入一个由反相耦合的两绕组变压器和输出滤波电感组成三端开关网络。

目前已有研究者将多端开关网络应用于基本T型三电平拓扑，构建了∏型多电平逆变器拓扑[11，14]。本文在已有研究成果的基础上，尝试将多端开关网络用于传统基本三电平逆变器拓扑中，构建性能更优的新型多电平逆变器拓扑。

2 使用多端开关网络的新型多电平逆变器

在二极管箝位型多电平拓扑基础上增加一个多端开关网络，可实现单相和三相结构，输出可以有三电平、四电平、五电平以及七电平。

图3为使用了三端开关网络的新型多电平逆变器基本拓扑结构。由图3知可，这种拓扑由2个完全相同的输入滤波电容C1、C2，4个全控型电力电子开关器件S1、S2、S3、S4以及反并联的体二极管D1、D2、D3、D4，4 个电力二极管 D5、D6、D7、D8，1 个反相耦合的两绕组变压器 T1，1 个输出滤波电感L1和一个滤波电容C1组成。

图3 使用三端开关网络的新型多电平逆变器拓扑

2.1 使用三端开关网络的二极管箝位型多电平拓扑工作状态分析

假设S1、S2、S3、S4为4个全控型电力电子开关器件的驱动信号，Vao为逆变中点电压，i1、i2分别为变压器T1的两个绕组电流，Vbc为变压器T1的两个绕组端电压，im为变压器T1的激磁电流。

根据假设，如果S1、S4的占空比为D，两个输入电源电压大小都为，输出电压为 Vout，在一个完整逆变器输出的正弦波工频周期，根据开关管的占空比D是大于0.5还是小于0.5的条件分为两个不同的工作状态。

2.1.1 D<0.5时开关器件S1的占空比

将使用三端开关网络的单相I型多电平逆变器在一个完整开关周期内分为4个工作区间，逆变器输出正弦波正半周开关状态和关键信号波形如图4所示。

图4 逆变器输出正弦波正半周开关状态和关键信号波形

（1）t0～t1区间。全控型电力电子开关器件S1、S2、S3导通，假设直流母线中点o为参考零电位点。由于三端开关网络输入端b与输入电压Vin的正极为等电位点，三端开关网络输入端c点与参考零电位点等电位。因此反相耦合变压器T1的两端电位差。T1的激磁电流im线性上升，上升斜率为。同时，变压器T1与输出滤波电感连接的中点a参考零电位点电位差为。

（2）t1～t2区间。全控型电力电子开关器件S2、S3导通，同时电力二极管D7、D8也续流导通。由于三端开关网络输入端b点与参考零电位点等电位，三端开关网络输入端c点电位也与参考零电位等电位。因此三端开关网络中变压器T1的两端电压Vbc=0，T1的激磁电流im保持不变。同时，逆变中点电压Vao=0。

（3）t2～t3区间。全控型电力电子开关器件S2导通，同时电力二极管D6、D7也续流导通。由于三端开关网络输入端b点电压与参考零电位点等电位，三端开关网络输入端c点与输入电压Vin的正极为等电位点。因此三端开关网络中变压器T1的两端电压为。T1的激磁电流im线性下降，下降斜率为。同时，逆变中点电压为，输出滤波电感电流线性上升。

（4）t3～t4区间。全控型电力电子开关器件S2、S3导通，同时电力二极管D7、D8也续流导流。由于三端开关网络输入端b点与参考零电位点等电位，三端开关网络输入端c点也与参考零电位等电位。因此三端开关网络输中变压器T1的两端电压Vbc=0，T1的激磁电流im保持不变。同时，逆变中点电压Vao=0，从而输出滤波电感电流线性下降。

由上述分析可知，当全控型电力电子开关器件S1的占空比D＜0.5时，逆变中点电压Vao可实现0与两种电平。Im电流双向流动，从而变压器T1可实现可靠复位。基于一个开关周期内的电感伏秒平衡理论，经过积分运算，可以得到输出电压的平均值为

2.1.2 D＞0.5时开关器件S1的占空比

将使用三端开关网络的新型多电平逆变器在一个完整开关周期内分为4个工作状态，逆变器输出正弦波正半周开关状态和关键信号波形如图5所示。

图5 逆变器输出正弦波正半周开关状态和关键信号波形

（1）t0～t1区间。全控型电力电子开关器件S1、S2导通，功率二极管D6续流导通。由于三端开关网络输入端b点与输入电压Vin的正极为等电位点，三端开关网络输入端c点也与输入电压的正极为等电位点。因此三端开关网络中变压器T1的两端电压Vbc=0，T1的激磁电流im保持不变。同时，变压器T1与输出滤波电感连接的中点a到与参考零电位点的电位差为，因而逆变中点电压，输出滤波电感电流线性上升。

（2）t1～t2区间。全控型电力电子开关器件S1、S2、S3导通。由于b点与输入电压的正极为等电位点，三端开关网络输入端c点电与参考零电位点等电位。因此三端开关网络中变压器T1的两端电压Vbc=，。T1的激磁电流im线性上升，上升斜率为，其中Lm为T1的激磁电感量。同时，变压器T1与输出滤波电感连接的中点a与参考零电位点的电位差为，因而逆变中点电压，输出滤波电感电流线性下降。

（3）t2～t3区间。全控型电力电子开关器件S1、S2导通，电力二极管D6续流导通。由于三端开关网络输入端b点与输入电压Vin的正极为等电位点、c点也与输入电压Vin的正极为等电位点。因此三端开关网络中变压器T1的两端电位差Vbc=0，T1的激磁电流im保持不变。同时，变压器T1与输出滤波电感连接的中点a到参考零电位点的电位差为，因而逆变中点电压，输出滤波电感电流线性上升。

（4）t3～t4区间。全控型电力电子开关器件S2导通，同时电力二极管D6、D7续流导通。由于三端开关网络输入端b点电压与参考零电位点等电位、三端开关网络输入端c点与输入电压Vin的正极为等电位点。因此三端开关网络中的反相耦合变压器T1的两端电压。T1的激磁电流im线性下降，下降斜率为。同时，逆变中点电压，输出滤波电感电流线性下降。

由上述分析可知，全控型电力电子开关器件S1的占空比D＞0.5时，逆变器中点电压Vao可以实现两种电平，Im电流双向流动，从而变压器T1可实现可靠复位。基于一个开关周期内的电感伏秒平衡理论，经过积分运算，可以得到输出电压的平均值为

由式（1）与（2）可以明显看出，在D＜0.5与D＞0.5两种条件下，经过理论分析推导出来的输出电压Vao的计算公式完全一致。这表明在一个完整逆变器输出的正弦波正半周内，逆变中点电压Vao可实现共3种电平。

逆变器输出正弦波的负半周工作原理与正半周的工作原理一致，只是需要选定S4的占空比作为D，通过分析在D＜0.5与D＞0.5两种情况下的工作状态，同理可以分析得到逆变器中点电压Vao能够实现共3种电平，由此对应工作于工频正弦波的负半周。

综合D＜0.5与D＞0.5两种情况开关器件S1的占空比可知，在一个完整的输出正弦波周期内Vao最终可实现共5种电平输出。输出电压在正弦波正、负半周的计算公式形式相同，可采用统一的软件控制算法实现。

2.2 使用多端开关网络的新型多电平逆变器仿真分析

使用多端开关网络的新型多电平逆变器拓扑的仿真波形如图6所示。从图6可以明显看出，在输出正弦波正半周期间，逆变中点电压Vao的电平为，输出正弦波负半周期间逆变中点电压Vao的电平为，即 Vao为五电平，与前述理论分析完全一致。

从图6还可以看出，输出频率为桥臂开关频率的两倍，由此可知输出滤波电感可以更小，而且减小了输出谐波。

通过对比使用多端开关网络的新型多电平拓扑与基本二极管箝位型多电平逆变器拓扑可知，在原来二极管箝位型三电平拓扑中无需增加功率开关管，只需增加2个二极管和一个反相耦合的两绕组变压器T1构成的新型五电平逆变器拓扑，即可实现5电平输出，而且在输入电源要求一样的情况下，功率开关管的应力也不发生变化，如表1所示。

图6 使用多端开关网络的新型多电平逆变器主要仿真波形

表1 结构和性能比较

3 小结

使用多端开关网络构建多电平逆变器主电路拓扑是一种完全不同于传统多电平拓扑增加功率器件的实现方法。该方法结合功率器件与磁耦合的构建方式，无需钳位二极管和钳位电容，可以利用较少的功率开关器件实现尽可能多的输出电平。因此其拓扑结构简单，易于扩展，功率密度大，损耗小，而且成本低。

通过仿真实验可以看出，采用简单可靠的SPWM调制策略，使用常规滤波方式就能使新型逆变器拓扑输出较好的正弦波。该拓扑具有多电平拓扑的优势与特点，从而降低了输出滤波电感体积与电感量，减小其功耗和成本，可改进输出谐波来提高逆变器效率。因此多端开关网络的引入为多电平拓扑的研究开创了全新的思路与方向，为提高多电平逆变器性能指明了新的解决办法。

同时，多端开关网络也可应用于不间断电源与变频电源等其他低输入电压工业电源领域，同样可实现多端开关网络中点电压的阶梯波，以减小输出滤波电感并降低交流输入谐波，从而提高电源效率，降低电源成本，改善电能质量。