Ku波段反射型模拟移相器仿真设计

何戎根，陈建荣

（空间电子信息技术研究院陕西西安 710100）

移相器是一个两端口网络，用于提供输出信号与输入信号之间的相位差，通常可分为模拟式移相器与数字式移相器。其中模拟移相器可提供在一定范围内连续变化的相移，广泛应用于雷达系统及转发系统。本设计用于预失真线性化器，用来避免MMIC芯片移相器带来的时延问题。因用于星载，故对其插入损耗、移相能力和电路尺寸等均有较高要求[2-3]。文献[3]设计的移相器，插损平坦度小于1 dB，其通过并联阻抗的方法以大插损来平衡平坦度，插损达到6.5 dB。文献[4]设计了工作频率为29～30 GHz，移相范围为105°，仅有仿真结果。本文首先介绍反射型移相器基本原理，再给出其电路结构和从理论上分析其主要特性，最后利用专用的微波电路仿真工具进一步验证。

1 反射型移相器基本原理

反射型模拟移相器由90°电桥与变容二级管构成。如图1所示，电桥的1、4端口分别为信号的输入、输出端口。输入信号平均分配到直通端口2与耦合端口3，经变容二极管到地反射后在隔离端口4处合成输出。相移量由2、3端口的反射系数决定[5-7]。

图1 反射型模拟移相器原理图

理想的3 dB分支线电桥的散射参数矩阵为：

因此2、3端口终端负载阻抗为ZL=jX，归一化阻抗为。此时，反射系数相位，由此可见在负载阻抗X变换时，反射系数相位随之变换，以Skyworks公司变容二极管SMV2019-079LF为例，在反偏电压为0～20 V时，其反射系数相位改变量为如图2所示。

图2 二极管反射系数相移

若仅依靠改变电容来达到移相目的，其移相量远远不够，通常采用增加调谐枝节及并联多个变容二极管来增加相移量。通过增加枝节可以使反射系数的实部与虚部同时产生较大的改变，从而扩大反射系数相位可变范围。由以上的公式同样可以看出，在偏置电压改变时，变容管电抗值X在不断改变，因此也会导致插入损耗不断变化，为了减弱这种变化，通常与变容管并联一个电阻，当其阻值满足一定条件时可以使插入损耗变化范围达到最小[3]。

2 移相器仿真

2.1 环形正交分支线电桥

分支线电桥是反射型移相器的重要组成部分。通常采用传统的方形分支线电桥形式[8-10]，为了减少微带线直角拐弯引起的谐振，本文采用环形正交分支线电桥。与传统分支线电桥相比，它有隔离度高，回波损耗小，输出端口幅频相位差小的特点。环形正交分支线电桥结构如图3所示。

图3 环形正交分支线桥结构

采用相对介电常数9.9，损耗角正切0.002的陶瓷作为介质板，根据3 dB分支线定向耦合器设计理论可知，当输入输出传输线特性阻抗为50 Ω时，其主线特征阻抗为35.3 Ω，支线特征阻抗为50 Ω。

中心频率为18.45 GHz时，四分之一波长支线宽度为0.24 mm，长度为1.56 mm，主线宽度为0.46 mm。环形耦合器主线和支线的弧度均为，由弧长公式l=θr。可以得到圆弧半径的初始值，此值为弧形带中心弧线的半径，再根据主线和支线的不同宽度可以建立此模型，大小为4.04 mm×4.04 mm。

利用三维电磁计算软件HFSS（High Frequency Structure Simulator）仿真结果如图4所示。

在设计要求的17.7～19.2 GHz频带内，输入端口1的反射系数均大于25 dB，输出端口2、3幅频小于0.25 dB，相位差为90o±0.4o，隔离端口4的隔离度大于25 dB，均满足设计要求。

2.2 反射型移相器

根据反射型移相原理，在变容二极管前加入调谐网络，其主要作用是提高移相量，保证插入损耗及色散量保持在较小的值。移相器采用微带电路实现，基板采用陶瓷基片，其相对介电常数为9.9，介质板厚度为0.254 mm，损耗角正切0.002，金属导带采用金，厚度T=0.005 mm，如图5所示。

图4 电桥仿真特性图

图5 移相器结构

移相器采用两对变容二极管，通过优化调谐枝节来增加移相量，从图上结构可以看出，由于变容管采取反偏加点，其加电枝节可以无需采用隔直流结构，直流电源不会对交流频率信号产生影响。

仿真结果如图6所示，由仿真结果可以看出，在不同的偏置电压下，移相器1端口反射系数均能保持在-20 dB以下。以5 V偏置电压为例，其插入损耗在频带范围内为2.0～3.0 dB，增益不平坦度为1 dB。从图6（c）可以看出在偏置电压由0～20 V可以调节160°的相移。

图6 移相器仿真结果

3 结论

本文按照反射型移相器基本原理，设计出一款Ku波段电压可调移相器，采用90°正交环形分支线桥改善传统电桥耦合问题。利用枝节匹配增大变容管相移量，最终，仿真结果表明，频段内反射系数优于-20 dB，插入损耗小于3.5 dB，最大增益不平坦度优于1.5 dB，在电压0～20 V变化时，移相量160°。