一种混合式定频正激谐振变换器

王浩，姚宇，郭凯

（同济大学电子与信息工程学院，上海 201804）

0 引言

几个世纪以来，全球工业化进程不断加快，工业化在使世界变得更好的同时，也带来了一系列的问题。化石能源的大量使用，导致了严重的环境污染和能源浪费，因此，国内外学者一直都在积极探寻如何更加高效地利用能源[1-2]。

作为电能变换中的关键环节，功率变换器直接影响了系统的运行稳定性及效率，在能源系统中扮演了重要的角色。为了进一步提升效率和减小功率变换器的体积，高频化、高功率密度等逐步成为功率变换器的发展趋势[3-4]。然而，对于传统硬开关变换器，高频化也会带来损耗的提升以及更加严重的电磁干扰等问题，制约了功率密度和效率的进一步提升。

为了进一步提升功率密度和效率，谐振变换器的应用越来越广泛。目前谐振软开关变换器的研究主要面向LLC变换器和DCX变换器。谐振变换器虽有较好的软开关特性，但调节能力较差，且通常需要采用改变开关频率的方式来调节输出电压。开关频率的变化也带来了一系列问题，主要是增大了磁元件的设计难度，限制了变换器效率的提升[5]。

1 拓扑结构

DCX变换器为不可调节变换器，它有着良好的软开关特性，但其输入输出关系与占空比、负载及谐振参数无关，调节能力存在一定的局限性，通常将其谐振频率设计在开关频率附近以达到最高的效率，在需要有较宽调节范围的应用场合，常使用两级式结构[6]。文献[7]提出了一种新颖的具有准零电压和零电流开关（QZVZCS）的电流馈电型谐振变换器，它可以在分布式电源架构中作为高频低压总线转换器。文献[8]对文献[7]所提电路加以改进，引入了副边钳位二极管，以降低DCX电路主开关管的电压应力。在此基础上，文献[9]提出了一种正反激式定频PWM单向谐振变换器，用两个相同的正反激谐振单元输入串联输出并联而成，上下完全对称，通过调节上下两路的占空比即可调节输出。除此之外，文献[10-11]的方法也值得借鉴，文献[10]所提变换器利用谐振电路与普通正激电路的交替作用，使谐振电路工作于最优化状态，通过调节正激电路的占空比来调节输出，获得一定的调节范围，但正激部分需增加复位环节。文献[11]有效利用了谐振电感，对谐振电感部分增加了二次绕组、开关管和整流二极管，构成反激辅助电路，拓宽了原电路的调节范围，但该电路使用开关管和二极管个数较多，增加了控制的复杂度。通过以上思考并基于文献[8]所提电路，本文提出了一种混合式定频正激谐振变换器，通过引入反激绕组及开关管，控制反激部分的占空比，可在开关频率不变的情况下，获得较宽的调节范围。

文献[8]所提的DCX变换器拓扑如图1所示：其中L为输入电感，Lr为谐振电感，常用漏感来代替，Q为主开关管，T为正反激变压器，Cr为谐振电容，Lm为励磁电感，SR为同步整流开关管，D1为反激绕组副边钳位二极管，C1为二极管寄生电容，C2和Cds分别为同步整流开关管和主开关管的寄生电容。为了解决电流馈电型正激谐振变换器的电压应力问题，主开关管两端的电压应该被钳位且不影响整体电路的零电压零电流导通的特性，因此，该DCX变换器应用额外的复位绕组来钳位变压器和主开关管两端的电压，故该变换器的变压器采用了三绕组形式，副边引入复位绕组，既完成了励磁电流的复位，又可以钳位变压器及主开关管的电压。同时，为提高变换器效率，副边绕组采用了同步整流技术[12]。

图1 DCX变换器Fig.1 DCX converter

本文提出的混合式定频正激谐振变换器拓扑如图2所示，该变换器通过正激谐振部分与反激部分的共同作用，在开关频率不变的情况下，仅需改变反激部分的占空比，即可实现输出电压的调节。

图2 本文所提变换器Fig.2 Proposed converter

2 工作原理分析

图3 所提变换器的主要波形Fig.3 Main waveforms of the proposed converter

如图3所示为所提变换器的理论波形，由上至下依次是开关管Q1～Q2的驱动信号、谐振电感电流、反激部分原边电流、正激谐振副边电流和谐振电容两端电压，其中虚线是励磁电流。从图中可以很清楚的看出，在一个开关周期内，该变换器经历了4个模态，各个阶段的模态图如图4所示。为了简化电路，方便后续分析，针对稳态工作的情况，做出如下假设：① 开关管、二极管为理想器件，无寄生参数影响，忽略其导通压降；② L，Co足够大，可将输入看作电流源且维持输出电压恒定；③ 正反激变压器T1为带漏感的变压器模型，漏感在此处同时充当谐振电感，且漏感远小于励磁电感。

图4 各开关模态等效电路Fig.4 Equivalent circuit of operating modes

各个模态的主要工作过程如下：

模态1[t0～t1]：t0时刻之前，正激谐振部分处于去磁阶段，由正反激变压器T1的反激绕组对该部分完成复位，且开关管Q1的输出电容和励磁电感LM谐振可以减小Q1的漏源极电压，而反激电感中的能量通过副边整流二极管D3给负载提供能量。t0时刻，开关管Q1和Q2同时导通，由于Q1的输出电容和LM的谐振作用，Q1近似为零电压开通，Lr和Cr和T1构成谐振回路，正反激变压器T1的副边整流二极管D1开通，谐振部分向副边传递能量，同时，LM上的励磁电流也不断增加；Q2开通后，反激变压器原边电感开始储能，根据反激不同的工作模式，反激电流iQ2上升，图3为反激断续模式下的电流波形，连续模式时反激电流存在初始值，反激变压器副边整流二极管D3关断。

模态2[t1～t2]：t1时刻，反激开关管Q2关断，反激变压器原边储能停止，其电压被钳位至-Vo*N4/N5，则Q2的vds为Vo*N4/N5+vCr，反激能量转移到副边，反激副边二极管D3开通，反激部分开始为负载提供能量；与此同时，正激谐振部分的状态保持不变，仍然像模态1一样向副边传递能量，谐振电流呈正弦变化，励磁电流不断增加。

模态3[t2～t3]：经过以上分析可知，谐振电流呈正弦变化，励磁电流不断增加，在t2时刻，谐振电流与励磁电流大小相等，则谐振自然停止，正反激变压器副边整流二极管D1零电流关断，从t2～t3，励磁电流仍然不断增加，t3时刻，开关管Q1可近似认为零电流关断，原边励磁电流转移到副边绕组；同时，反激部分仍然处于向副边传递能量的阶段。

模态 4[t3～t4]：t3时刻，开关管 Q1关断，复位二极管D2导通，副边绕组开始复位，正反激变压器原边电压被钳位在-Vo*N1/N3，Q1的vds为Vo*N1/N3+vCr，反激部分仍为负载提供能量；t4时刻，正激谐振部分复位完成，而反激部分则有可能为断续模式或连续模式，开始下一个周期。

3 实验结果及分析

3.1 实验参数设计

为了验证上述理论分析的正确性，本文根据所提变换器搭建了42～54 V输入，48 V/1.8 A输出的实验样机，具体参数见表1。

表1 实验样机设计参数Table 1 Parameters of the prototype

考虑到本次实验电路满载约86 W，且PQ系列磁芯损耗小，抗干扰能力强，适合用作主变压器，故采用PQ2620绕制正反激变压器T1，输入电感L和反激变压器T2均采用EE22绕制，谐振电感Lr由正反激变压器T1的漏感充当，这样在提高效率的同时也减少了电路的磁性元件数量。根据实际电压电流应力并考虑一定余量，Q1和Q2均采用FDD2572（150 V，29 A，54 mΩ）。二极管D1、D2、D3使用 STPS10H170C（170 V，10 A，DPAK）。驱动部分使用驱动芯片UCC27524。

3.2 实验结果

不同电压输入情况下，本次实验截取的波形如图5所示。从上到下依次为开关管Q1、Q2的驱动波形vGS1和vGS2，正激谐振电流波形iLr，反激电流波形iQ2。从图中可以看出，变换器一直保持260 kHz的恒定开关频率工作，且54 V输入时变换器整体的效率最高，这是因为增益较低时大部分能量通过正激谐振部分传递，反激部分仅传递少部分能量，而正激谐振部分的效率高于反激部分，此时反激部分基本处于断续模式。随着输入电压的不断降低，即变压器增益不断增加，则反激部分所占比例不断增加，反激占空比逐渐增加，可明显看出48 V输入时，反激部分已由断续模式转换为连续模式，且正激谐振部分传递能量减少，故此时效率有所降低；当42 V输入时，反激部分连续模式不断增强，传递的能量更多，相对而言正激谐振部分几乎已经停止谐振，仅剩励磁电流，能量几乎均由反激部分传递，故42 V输入时变换器整体效率最低，接近于普通反激电路。整体而言，实验所得波形与理论分析所得较为接近，验证了理论分析的正确性。

图5 不同输入电压下的实验波形Fig.5 Waveforms at different input voltages

为了进一步验证上述变换器的性能优势，本文搭建了文献[8]提出的DCX变换器作为参考样机，采用调频控制，为了增加调频控制的调节范围，使其与实验样机具有相同的输入电压范围，适当减小了正反激变压器的励磁电感[13]，增大谐振电感，并同时减小了谐振电容，其他器件和满载功率与实验样机相同，参考电路具体实验参数见表2。

表2 参考样机设计参数Table 2 Parameters of the reference prototype

实验样机和参考样机所得效率曲线如图6所示。分析实验结果可知，54 V输入时，新拓扑谐振部分传递大部分能量，此时效率最高；参考电路此时开关频率的范围是460～700 kHz，开关损耗占总损耗的比重较大，随着负载加重，开关频率下降，由0.6 A时的700 kHz降低到1.8 A时的460 kHz，开关损耗降低，故参考电路效率曲线随着负载加重效率上升。48 V输入时，新拓扑谐振部分传递能量比例下降，效率降低；参考电路此时开关频率范围是340～600 kHz，开关损耗下降，因此相率较54 V时有所提升。42 V输入时，新拓扑中反激部分传递大部分能量，故效率继续下降；参考电路开关频率持续下降，范围是180～300 kHz，且变压器匝比6:7使该状态下参考电路更接近于完全谐振的工作状态，故而此时新拓扑效率不如参考电路。总体而言，谐振拓扑调频增加了频率变化范围，提升了电路磁元件设计的难度，参考样机大多数情况下效率低于新拓扑；为增大谐振拓扑的调节范围，需增加新的磁性元件充当谐振电感Lr，这也降低了谐振拓扑的功率密度，且参考样机效率波动较大。由此可见，本文提出的混合式定频谐振正激变换器在较宽的输入范围变化情况下，整体上具有较高效率，且控制简单，磁元件设计方便，更适合应用于二次电源场合。

图6 不同输入电压下的实验效率Fig.6 Efficiencies at different input voltages

4 结论

本文针对小功率通信电源的应用场合，优化了DCX变换器，提出了一种具有宽范围输入的混合式定频正激谐振变换器。该变换器通过正激谐振部分与反激部分输入并联，拓宽了DCX变换器的调节范围，也增加了谐振变换器的应用场合。同时，结合实践搭建了实验样机与参考样机，证明了理论分析的正确性，为小功率应用场合提供了一种可行的方案。