一种宽频带输出变压器的设计与实现

杨许文

（昆明船舶设备研究试验中心，昆明，650051）

水声发射换能器是一种将电信号转换成水声信号的装置，在频带范围内，水声换能器的阻抗变化非常大，一般从几十Ω到几千Ω甚至更大。当使用水声发射机驱动水声换能器进行声功率信号发射时，为了使发射系统的电功率到声功率转换效率高，不仅需要发射机性能良好，同时需要换能器和发射机之间阻抗匹配良好，从而获得大的输出功率和高的能量转换效率，因此发射机中输出变压器是必不可少的，输出变压器可将换能器的阻抗变换至合适的值，实现与水声发射机的输出级变阻匹配。

与普通变压器相比，宽频带的输出变压器有着自身一些特点：如匝比较大，高阻抗应用时匝数多，初、次级错开绕制，分段绕制等。这些特点决定了其漏感较大，寄生电容、寄生电阻等寄生参数难以忽略。本文针对宽频带输出对变压器的要求，设计并实现了一种应用于通用水声发射机的宽频带输出变压器，经试验测试验证，表明该方案实际可行。

1 宽频带输出变压器

宽频带发射机的输出匹配一般分为调谐匹配和变阻匹配[1-2]，本文主要介绍变阻匹配的一种现实方法。宽频带输出变压器匹配法中变压器的作用是将高阻值的负载转换成低阻值，接入系统的输出端。变压器的变比为N，负载阻抗为RL，变换到电路端的等效阻抗R′满足：

宽频带输出变压器设计要求不少于8个步阶的变化，实现几百Ω至几千Ω范围内负载变阻匹配，因此变压器采用多个抽头的形式扩展系统负载变换范围，变压器的次级引出多个抽头，根据不同的负载阻抗由转换开关控制连接到不同的抽头，实现输出变阻匹配。

2 宽频带输出变压器模型

2.1 宽频带输出变压器特点

由法拉第定律可导出变压器的匝数关系式为[3]：

式中，N为一次绕组匝数；V为变压器初级供电电压，V；AC为磁芯窗口面积，cm2；BAC为交流磁通密度，T；f为最低工作频率，Hz；K为波形系数，方波时取4.0，正弦波时取4.44。从式（2）可知，变压器的匝数与频率成正比，频率较高时，变压器匝数较少，可采取铜箔作为绕制导线；而低频时，匝数较多，一般需要采取多绕组层绕制的方式。

在同一个变压器中实现宽频带匹配的应用，需兼顾低频和高频的要求，对其设计和绕制工艺等提出很高要求。本文在不同的频带上采取不同的模型：高频时采用并联模式，低频时采用串联模式，从而在同一个变压器中兼顾了高频及低频对变压器不同要求。

2.2 变压器并联模型

高频时，变压器匝数不多，绕制简单，以铜箔作为绕制导线可降低趋肤效应导致的损耗。低频时匝数多，铜箔导线绕制变得复杂且难于绕制，因此采用铜排圆导线并行绕制方式代替铜箔，这是一种很好的近似。导线直径为r的圆形导线可等效为边长为d的正方形导体[4]：

图1为六根导线并排在环形磁芯上绕制示意图，多根导线相互绝缘，每个导线可看成一个变压器抽头，最终导线终端连接在一起。这种情况下，可以等效成多个变压器并联，只是这些变压器共用一个磁芯。并联变压器的模型如图2所示。并联变压器需满足：

在频率较高时，初、次级均可使用并联模型，将多根导线并联使用；而低频时，一般要求输出电压较高，初级线圈电压低，承载电流较大，初级采用多线并联使用可降低铜损。为了保证多个变压器抽头并联时端口网络参数的一致性，设计采取多线并行绕制的方式。

图1 多线并行绕制示意图

图2 多绕组变压器初级并联模型

2.3 变压器串联模型

在低频时，次级绕组分成多个线包，各个线包之间串联连接，以提高匝比，即为变压器串联模型。串联变压器模型如图3所示。

图3 多绕组变压器次级串联模型

串联关系式为：

由于串联变压器各个线包之间是串联连接，从高电压到低电压漏感宜从小到大，以减少电感中储存的能量。而不论初次级绕组分布方式如何，绕组的漏感Ls与线圈匝数N的平方成正比，与线圈高度D成反比[5]，即：

因此，电流流经的高压线圈所分得的线圈匝数应依次比低压线包所分得的线圈匝数少。从式（6）、（7）可看出，漏感受线圈匝数的影响比受线圈高度的影响要大，因此，各个线圈的高度可以相同。高压线圈匝数少，在线圈高度相同的情况下，线圈层数就少；相反，低压线圈匝数多，线圈层数就多。层数和线圈高度的取值与串联的线圈数设计和该设定频率下的趋肤深度及临近效应有直接的关系。

3 绕层设计和线圈绕制优化

在宽带变压器中，高频效应严重影响变压器性能，必须对宽带变压器的绕层进行设计和线圈绕制进行优化，确保变压器良好的性能。高频效应主要考虑为趋肤效应和临近效应[4,6]。为了减少邻近效应所增加的损耗，尤其是在采用铜排圆绕制的绕组线圈中，在绕组总匝数确定的情况下，通过改变绕组绕制方式，使绕组有效层数尽量减小。最常用的办法就是将每一个绕组分成两个和多个部分，与其他的绕组交错绕接，最后连接在一起。由于篇幅的限制，本文主要介绍次级的绕制方式，宽频带输出变压器次级采用中间多个抽头绕层的方式，多个抽头绕层示意图如图4所示。

图4 多个抽头绕层示意图

不同的抽头对应不同匝比，次级匝数被平均分成了2n（n为整数）子绕组，在每个子绕组的倍匝数处再引出一个抽头（即每个子组3个引出端），整个次级共有 3×2n引出端，由控制模块控制各个子绕组引出端间进行串联、并联接，实现次级绕组匝比按倍（3 dB）比例变化，表1给出了变压器输出次级匝比控制逻辑情况说明及对应匝比关系，图5为8个子绕组的逻辑控制模块连接关系图。

表1 变压器输出次级匝比控制真值表（8个子绕组情况）

图5 变压器次级输出控制原理及连接示意图

同时，在绕制工艺上采用初、次级线圈交错绕制方式，可以减少绕组的有效层数，降低绕组磁动势峰值，从而使每层的等效交流电阻降低，有效减小线圈的铜线损耗[3,7]。

在绕制时，绕制导线选择以次级芯线线径为参考，初级采用多线并行绕，在引出端并联满足功率容量对初级线径的需求，这样可使初级绕层与次级绕层的厚度相当，易于实现绕制均匀；次级绕制，采用n线并行绕制的方式，其中n为子绕组数；同时，在绕组层与层之间绕制均匀绝缘层，保证层与层间的绝缘；绕制时，采取了初、次级相间绕制的方式，即绕制一层初级再绕制一层次级再绕制初级，直至完成。如图6所示。

图6 多绕层变压器初、次级线圈绕制示意图

4 设计实例

某型宽频带水声发射机，其电路主体结构属于AB类线性放大器，设计最低工作频率200 Hz，最高工作频率40 kHz，最大输出电压1 000 Vrms，输出电流1 A。电路结构为推挽结构，变压器输入端为正弦波，电压幅值72 Vp-p，选用的磁芯主要参数为（BS=1.5 T，AC=3.75 cm2，μi＞10 000，PFe=80 W/kg（100 kHz, 0.2 T）），变压器的初级绕组匝数可由式（2）算出。

根据式（2），求得初级匝数为144.14匝，取145匝。根据输出电压的要求，计算可得次级匝数为2 847.6匝，考虑设计及冗余后次级匝数，取2 848匝。按上节中论述的设计方法，变压器次级设计为8个子绕组，每个子绕组的匝数为ni=2 848÷8=356，子绕组中间抽头匝数为ni=356÷≈251.73（取252匝）。

为了降低损耗，需考虑趋肤深度，40 kHz频率下的趋肤深度为0.331 mm，因此，导线的直径d≤2δ=0.662 mm，考虑到导线的规格尺寸，可取d=0.64 mm。绕制时，初级采用铜排圆导线等效代替铜箔，次级子绕组匝数及抽头引出按图7示意进行，并且绕制时，采用次初级相间绕制的方式，绕制完成的变压器实物图如图8所示。

5 测试结果分析

在不同匝比下对变压器实际传输效率进行测试（主要测试最低匝比n=1：N和最高匝比n=1：27/2N）。测试方法：在变压器初级施加足够的功率输入，使变压器输出端传送到特定负载上的功率是1 W，测出输入端的功率，并据此来计算效率η，测试结果如图9所示。

图7 单个子绕组匝数及抽头示意图

图8 变压器实物照片

图9 不同匝比下变压器传输效率测试结果（P=1 W，RL=1 kΩ）

从测试结果可知，随着频率增加变压器的传输效率下降，且高匝比的下降趋势比低匝比大，分析认为，这与在高匝比时线圈匝数增加导致的铜损增加有关，同时随着频率升高，绕组线圈间临近效应增加引入的损耗导致了效率随着频率上升而下降。

将制作好的变压器安装到发射机，进行实际使用的测试，结果如表2所示。测试负载为实验室里使用的典型换能器，表征各种换能器主要特性参数列在表中，测试结果表明通过变压器的阻抗变换匹配发射机能驱动阻性、容性和某些特定感性的负载，工作情况良好。表中给出了发射机输出效率测试结果，输出效率测量值是发射机供电输入端功率与发射机输出到负载的功率之比。由于发射机主体是AB类线性放大器类型，该类型功率放大器理论上最大效率为 78.5%，考虑到电源转换效率及发射机本身的损耗后，实际工作效率最多为50%左右，因此从测试结果可看出，变压器的匹配效果较理想。

表2 不同换能器负载下发射机的匹配输出情况

6 结论

本文从变压器匹配的原理分析出发，结合了变压器低频、高频绕制的要求和特点，提出了宽频带匹配变压器的高阻抗时的串并联模型和低阻抗时的并联模型，并对在同一个变压器上实现串联模型和并联模型的绕层设计和绕制方法进行了研究，文中给出了设计实例，结合发射机对设计实例的实际使用匹配情况进行详细的测试，测试结果表明，宽频带匹配变压器的匹配效果良好，满足实际使用的需求。