14 V输出DC／DC LLC谐振变换器的研究

万志华，王建军，张昊东，谭文华

（北京航天发射技术研究所，北京100076）

0 引 言

随着石油资源的日益枯竭以及全球气候的恶化，人类开始寻求更加清洁的替代能源，电能作为一种清洁能源为大家所重视。在这种大环境下，全球各国加大了对电动汽车行业的投入，而发展电动汽车，充电系统是非常重要的环节。充电系统是由多个充电模块并联而成，与充电电池直接相连的充电部分主要是DC／DC变换器。

DC／DC变换器是将一种直流电变换为另一种直流电的转换装置。随着电力电子技术的不断发展，DC／DC变换器正向着高频化、软开关、高功率密度的方向发展。本课题针对电动物流车用14 V输出DC／DC变换器的技术要求，采用LLC技术实现了变换器的高频软开关，在减小变换器体积的同时降低了变换器的损耗。同时采用同步整流技术，进一步提高了变换器的效率，最终研制出一款最高效率达到95%以上、额定输出1.8 kW的DC／DC电源。

1 DC／DC变换器参数设计

1.1 变换器技术指标要求

课题规定的14 V输出DC／DC变换器的主要技术指标如下：

输入电压范围：280～420 VDC；

额定输出电压：14±0.2 VDC；

额定输出电流：130 A；

峰值输出电流：150±10 A；

额定输出功率：1.8 kW；

峰值输出功率：2.2 kW。

由于变换器输入电压的范围较宽，而采用LLC技术，变换器只能通过调频控制电源的输出增益，在此情况下，变换器的增益调节范围有限，无法实现在如此宽输入电压范围内的稳压输出。所以本课题拟采用两级结构，首先通过一级Boost电路实现对宽范围输入的升压稳压，设定母线稳压输出510 V；然后通过LLC谐振变换最终实现变换器的低压稳压输出。

1.2 LLC谐振变换器工作原理

LLC谐振变换器拓扑结构如图1所示。图1是半桥结构的LLC谐振变换器，两个功率开关管Q1和Q2构成半桥结构，其驱动信号为50%固定占空比的互补信号。实际上，每个开关管的导通时间在一个开关周期内略小于50%，要设置一个死区时间来避免直通。在a、b点间产生一方波电压作为谐振回路的输入。电容Cr、串联电感Lr和变压器激磁电感Lm构成LLC谐振回路。在变压器副边，同步整流管SR1和SR2组成带中心抽头的全波整流电路，输出电压经输出电容Co滤波后供负载使用［1］。

对于一个特定参数的LLC谐振变换器，直流增益特性曲线如图2所示。从图中可以看出其有两个谐振点，分别是：

串联谐振频点

并联谐振频点

图1 LLC谐振变换电路

图2 LLC直流增益特性曲线

变换器工作在谐振网络等效输入阻抗为感性的区域时，即实现ZVS，对于降低功率开关管的开关损耗更有利，所以变换器只能工作于区域2和区域1。同时，当变换器工作在区域1时，在轻载条件下，负载阻抗远大于谐振网络阻抗，几乎全部的电压落在负载上，由于其曲线过于平缓，若要对输出电压进行调节，频率变化范围过大，不利于磁性器件的设计。同时在区域2上，整流二极管断续，能够实现ZCS，因此，LLC谐振变换器的最佳工作区域在区域2［2］。

1.3 LLC谐振网络参数设计

由于LLC谐振变换器为调频控制，无法实现宽范围调压，课题采用两级结构，首先通过一级Boost电路实现280 V～420 VDC输入电压范围内的升压稳压输出［4］，设定母线电压输出为510 V，以下进行LLC谐振参数的设计。

（1）确定变压器匝比n

根据谐振网络增益公式：

求得：N＝18.2，考虑整流管压降，取n＝18。

（2）确定谐振电感系数k

综合考虑LLC谐振变换的调压范围以及磁性器件的设计损耗，k值的选取需作折衷，不能过大也不能过小，一般选取k在5～10之间，本课题选取k＝6。

（3）设计谐振网络

令

计算满载时的等效负载阻抗：

根据QFL、fr1和Rac.FL可计算谐振网络参数［3］：

这样基本完成了一台14 V输出LLC变换器的谐振参数设计。

2 器件设计及选型

2.1 功率开关管

功率开关管采用碳化硅 MOSFET，相比于普通MOSFET，其具有耐高温、耐高压、导通电阻小等优点。课题选用美国CREE公司生产的型号为C2M0080120D的新一代SiC功率MOSFET，它可以耐受1 200 V的高压，且其导通电阻仅为80 mΩ，结温在100℃情况下的额定导通电流为24 A，满足功率开关管的指标要求，并留有充足裕量。

2.2 串联谐振电容

根据谐振参数设计，串联谐振电容Cr＝95 nF，考虑谐振电容的耐受电压范围较大并留有裕量，课题采用两只厦门法拉C82系列47 nF的薄膜电容并联使用，其可耐受650 VAC的高电压，工作损耗小，内部温升小，满足器件的选型要求。

2.3 谐振电感的设计

串、并联谐振电感统一采用东磁生产DMR95材料的PQ32－30型磁芯。根据电感量公式：

式中，la为气隙长度，取la＝2 mm；N 为线圈匝数；μ0为真空磁导率，且μ0＝4π×10－7；Ae＝155 mm2。

2.4 变压器设计

主变压器采用定制磁芯，已知变压器变比为18：1，取原边线圈绕组匝数Np＝36，则副边匝数Ns＝2。

2.5 同步整流MOSFET选型

由于变换器额定电流130 A，为了降低整流损耗，采用通态电阻极低的场效应管（MOSFET）来替代整流二极管。课题选用英飞凌公司生产的型号为IPP020N06N场效应管，其反向耐压UDS＝60 V，导通电阻RDS＝2 mΩ，额定电流ID＝120 A，采用两只MOSFET并联可满足要求。

这样，基本完成了变换器主要功率器件的设计选型。

图3 LLC谐振变换器仿真模型

3 建模与仿真

根据上述参数设计，利用MATLAB／Simulink搭建了LLC谐振变换器仿真模型，并完成了对14 V 130 A输出开关电源的仿真分析。其仿真模型如图3所示，仿真波形如图4～图7所示。

图4 功率开关管驱动及串、并联谐振电感电流波形

图5 功率开关管ZVS波形

图6 同步整流管ZCS波形

图7 输出电压波形

从以上仿真波形可以看出，变换器的工作频率fs＝123 kHz＜fr1，此时变换器工作在区域2。从图5可以看出功率开关管关断时电流不为零，且谐振电路呈感性，流过开关管的电流不能突变，因而实现了功率开关管的ZVS（零电压开通）。同理，同步整流管实现了ZCS，且变换器输出稳定在14 V左右。

4 试验验证

基于上述研究，本课题设计研制了一台14 V输出的DC／DC变换器样机，并对其进行试验验证。

首先测试变换器功率开关管的驱动波形，如图8所示，两功率开关管驱动信号互补，驱动频率130 kHz，符合预期设定。且从图9可以看出，当驱动信号电压上升时，即功率开关管将要开通时，其漏、源极间电压下降到0，实现了功率开关管的ZVS。

图8 功率开关管驱动波形

图9 功率开关管ZVS波形

而后对变换器的主要性能指标进行测试，测试其在不同负载下的纹波峰峰值如表1。结果表明，变换器的输出纹波电压在300 mV以内，达到给蓄电池充电的标准。

表1 不同负载下的纹波大小

测试变换器在不同负载情况下的效率如2所示。

表2 不同负载下的效率

通过表2可以看出，随着负载的增加，变换器效率逐渐上升，当加到半载左右时，效率达到最大，且其最高效率达到95%以上；而后随着负载的增加，效率有所下降，但其效率始终维持在92%以上的较高水平。

5 结 论

基于电动物流车DC／DC变换器的应用要求，本课题基于LLC谐振变换技术，通过理论计算与设计仿真，完成了变换器的设计选型，并研制了一台14 V输出额定功率1.8 kW的DC／DC变换器。通过对变换器样机的测试，验证了LLC谐振变换器功率开关管ZVS的实现，通过纹波测试和效率测试，实现了一台纹波电压小于300 mV、最高效率达到95%以上的变换器试验样机。