一种应用于单相光伏微型逆变器的电路拓扑分析

嘉兴学院机电工程学院 ■ 于攀 傅文珍 王志余 刘春元

0 引言

在当前能源日益紧缺、环境不断恶化的情况下，光伏发电作为清洁可再生能源的主要利用方式之一，日益受到关注[1-2]。

传统的光伏并网发电系统主要是将若干光伏组件通过串联、并联组成光伏阵列，然后通过大容量逆变器集中将光伏阵列获得的直流电转换成交流电，然后并入电网。但这种方式存在发电效率低且可靠性差的问题[3-6]。

为解决上述问题，微型逆变器的概念被提出，即每个光伏组件接入1个并网逆变器，各逆变器之间相互独立、互不干扰，可以较好的解决因1个逆变器出现故障而导致整个系统出现问题的情况。微型逆变器是光伏并网系统的核心单元，众多学者对其进行了深入的研究。文献[7]提出了一种应用于微型逆变器的高增益开关电容变换器，采用交错并联的双直流升压斩波电路(BOOST)和谐振电容变换器相结合的结构，优点是解决了单个光伏组件输入电压低的问题，缺点是没有隔离。反激变换器由于结构简单，具有较好的隔离作用，是微型逆变器常用的前级升降压拓扑结构[8-10]。文献[11]提出了一种带功率解耦的反激式光伏微型逆变器，引入功率解耦单元，解决了微型逆变器电容的寿命问题。反激变换器应用到微型逆变器已经非常普遍，但其漏感较大、开关应力引起效率不高等问题依旧是讨论的热点。文献[12-13]提出采用软开关的交错反激式光伏并网逆变器，即引入漏感能量吸收电路，减小开关应力，同时多路交错，减少了单个变压器的峰值功率，从而减小变压器的体积，提高变换效率，具有较好的升降压效果；但其电路相对复杂，且所采用的PFM控制方式不易实施。

基于以上现状，本文提出一种简单易行的升降压反激变换器电路拓扑结构，即通过升降压斩波电路和反激式变换电路相结合，实现漏感能量的回馈吸收，并将漏感能量同时加到输出端，缓解了由单个光伏组件低压升至交流电网并网高压所带来的高升压比的矛盾。通过理论分析和仿真结果分析发现，该拓扑结构能够很好的降低开关应力，提高系统效率及可靠性，能够很好的应用于微型逆变器的电路中。

图1 升降压反激式单相光伏微型逆变器电路图

1 升降压反激变换器电路拓扑结构及原理

1.1 单相光伏微型逆变器电路结构

微型逆变器主要由两级构成，前级实现升降压功能，将单块组件20～45 V的直流电压升至240 V以上，才能满足后级工频逆变输出电压220 V的需求。本文设计的升降压反激式单相光伏微型逆变器电路的主电路设计如图1所示。该电路中，前级是由一个升降压斩波电路和反激电路组成。其中，变压器漏感Lk和开关管MOS1，二极管D1、D2，以及电容C2构成一个升降压斩波电路；变压器T1、开关管MOS2、二极管D3、电容C3共同组成一个反激电路。在图1中，将电容C2两端电压看成升降压电路输出电压电容，电容C3两端电压即为反激电路输出电压，两者合成电压即为升降压反激变换电路输出电压。MOS3～MOS6组成后级桥式逆变电路，电感L1、电容C4组成滤波电路，桥式逆变电路直接并网至交流电网。

1.2 升降压反激变换器原理分析

桥式逆变电路已经比较普遍，本文主要介绍升降压反激变换器电路的工作原理。忽略后级桥式逆变电路，只考虑变换器漏感，升降压反激变换器电路如图2所示，Lm为变压器励磁电感，RL为升降压反激变换器的输出负载。

图2 升降压反激变换器电路拓扑结构

假设该电路升降压反激变换器电路拓扑结构工作在断续模式，反激电路工作在电流连续模式(CCM)。该电路主要有4个工作状态：0～t1为模式1的时间段；t1～t2为模式2的时间段；t2～t3为模式3的时间段；t3～t4为模式4的时间段。各模式电路的特点分析如下：

1)模式1(0～t1)：开关管MOS1和MOS2同时导通，变换器原边电流i1快速上升，将能量储存在变压器励磁线圈Lm中，同时漏感Lk中也积聚能量；由于变压器的特点，副边电流i2经过二极管D3继续向电容C3充电并快速下降直至零，二极管D3关断。该模式电路图如图3a所示。

2)模式2(t1～t2)：原边电流i1上升变得缓慢，近似水平线，D3继续关断，副边电流i2仍保持为零。该模式电路如图3b所示。

3)模式3(t2～t3)：在模式2的基础上同时关断开关管MOS1和MOS2，原边电流i1向电容C2充电，由于电容电压不可以突变，使得MOS2的关断电压缓慢上升，忽略二极管正向压降，反激电路主开关管MOS2的关断电压被钳位于电容C2两端电压，从而减少关断尖峰。另外，二极管D1导通，原边电流i1通过D2→C2→D1→Lk及变压器向电容C2充电，并且开始迅速下降直至零，即将变压器漏感Lk的能量转移到电容C2上储存起来。在副边，二极管D3承受正向压降而导通，变压器励磁电感储存的能量向副边转移，副边电流i2开始迅速上升到达稳定值，向电容C3充电。模式3电路如图3c所示。

4)模式4 (t3～t4)：下一个脉冲还未到来时，原边电流i1维持零，副边电流i2开始下降，直到下一个驱动脉冲将MOS1和MOS2再次导通，完成一个周期。此模式电路如图3d所示。

通过以上模式分析可知，原边电流i1在一个周期内是先从零升高后再下降到零，副边电流i2在反激电路的CCM模态下工作。原、副边电流i1、i2的波形图如图4所示，其中，ug1、ug2分别为开关管MOS1和MOS2的驱动脉冲；tx为原边电流下降时间。

图3 工作原理电路图

图4 原、副边电流波形图

2 升降压反激变换器电路输入输出的计算

由上文分析可知，若反激电路工作在CCM状态下，忽略电路损耗，开关管的占空比为D，变压器原、副边匝数比为1∶n(由于需要升降压，n为大于1的整数)，Ui为光伏组件 输入电压，根据伏秒平衡原理，可得到反激变换器输出电压UC3为：

升降压电路输出电压UC2为：

由电路原理分析可知，主开关管MOS2两端承受的关断电压即为电容C2两端电压，较传统反激变换器开关管两端电压应力大为降低。

由式(1)、式(2)及前文理论分析可知，升降压反激变换器电路的输出电压Uo为：

假设光伏组件输入电压Ui=45 V、升降压反激变换器电路输出电压Uo=311 V、n=3时，可算出本设计中MOS1和MOS2的占空比约为D=0.63，此时计算得出升降压电路输出电压为UC2≈77 V。

此外，在此升降压反激式电路结构中，升降压电路的储能电感仅由反激变压器漏感Lk实现，要使原边电流i1工作在断续模式，原边电流i1的下降时间必须满足tx＜toff，即需要满足条件：：

式中，m为升降压变换器输入输出电压的比值，即≈0.58；β为升压比的倒数，即β=1–D=0.37；ρ为开关周期T和储能元件充放电时间常数τ的比值，假设升降压回路导线电感为R，即，选择合适的开关频率和导线电阻，即可通过式(4)计算出所需漏感Lk的大小。

3 仿真实现

3.1 仿真电路

根据以上理论分析，本文设计了一个升降压反激式单相光伏微型逆变器，主要参数为：开关频率f=100 kHz，占空比D=0.63，变压器匝数比n=3，输入电压Ui=45 V，变压器励磁电感Lm=5 μH，按式(4)及文中相关参数，当ρ=2时能够使式(4)成立，取电路中导线电阻R=0.1 Ω，则可计算得到漏感Lk=0.5 µH，逆变电源功率P=300 W。本设计的目的在于验证升降压反激变换器的正确性，因此，前级开关管的驱动脉冲采用理想驱动，后级桥式逆变电路的开关管驱动信号采用理想的SPWM脉冲进行控制，从而得到输出端220 V、50 Hz正弦交流电，并进行仿真，仿真结果分析如下文所示。

3.2 仿真结果分析

根据上述电路仿真得出升降压反激变换器及后级桥式逆变电路各波形图如图5所示。

图5a为升降压反激变换器输出电压，由图可知，升降压反激变换器输出电压Uo为300 V，而电容两端电压分别为200 V和100 V，则输出电压即为两电容电压之和；当D=0.63时，开关管MOS2关断时漏源电压为105 V，与图5b仿真结果基本一致，并且由于漏感能量回馈到电容上，开关管两端电压应力较小且无尖峰，即仿真分析验证了理论分析中的开关应力减小。图5c和图5d分别为逆变后输出的工频电压和电流，电压峰值约在320 V，电流峰值约在2.1 A，输出功率约在300 W，符合设计要求。图5e为原边电流i1波形图，由于实际开关管和二极管反向恢复电流造成i1的波形与理论分析存在误差，而图5f中i2的波形基本与理论分析一致。

另外，本次仿真实验改变占空比D，得到不同的前级升压等级，由此得到后级逆变电路的不同输出电压、电流及该条件下升压电路和逆变电路的整体效率如表1所示。

由表1可看出，占空比D较大时，系统效率较高。这是因为占空比较高时，无论是反激拓扑还是升降压拓扑，都属于升压状态，前级输出电压高，电流小，电路损耗小，因此逆变之后的整体效率高。

图5 仿真各波形图

表1 不同占空比下的前级升压及逆变电路的整体效率

4 结论

光伏微型逆变器大多采用反激变换器，但由于漏感的存在，严重影响逆变器的整体效率。本文设计了一种升降压反激变换器电路，该电路相比传统反激电路具有漏感能量回馈电路、开关应力小的特点；相比其他改进的反激电路具有简单易行的特点。本文从理论分析和仿真设计两方面验证了该电路的正确性和可行性，促进了微型逆变器的进一步发展。