dsPIC芯片的单相正弦波逆变器设计

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(西安工业大学 电子信息工程学院，西安 710021)

引 言

化石燃料的枯竭和传统发电带来的环境污染问题得到了众多人的关注，环境保护已经迫在眉睫。众多的目光都聚集在新能源的开发与利用上，而太阳能作为清洁、无污染且可再生的清洁能源得到了最广泛的开发利用，而利用太阳能最直接的方式便是搭建光伏并网发电系统。本设计采用双级式的拓扑结构，前级在实现直流升压的同时调制电流波形为正弦半波，后级为逆变全桥，实现正弦半波的翻转最后得到正弦波电流；采用一种全新的控制方式去控制变换器的工作，提高变换器效率的同时还能实现并网。

1 主电路拓扑

单相正弦波逆变器的主电路由带有源箝位的交错反激变换器、逆变全桥和EMI滤波器构成。逆变器的前级为用来实现直流升压的两路交错并联的反激变换器，Sw1、Sw2分别为主开关管，而Sa1、Sa2为对应的从开关管，TR1、TR2是两个变压器，Cc1、Cc2为箝位电容，D1、D2为构成交错反激的整流二极管， Cin为输入电容 ，Co为输出电容，后级为S3、S4、S5、S6所构成的逆变全桥。单相正弦波逆变器的主电路拓扑结构如图1所示。

图1 主电路拓扑结构

A位于反激变换器的原边，B位于反激变换器的副边二极管之后，C位于高频滤波电容之后，D位于电网侧EMI滤波器之后，与A、B、C、D四处相对应的电流波形图如图2所示。

图2 各点电流波形示意图

从上面的图形中能够看出，B点之前所起到的作用就是产生可控电流源，该电流源的均值是正弦半波且频率两倍于电网侧频率，即便通过采用交错并联反激的拓扑来降低电流的纹波，纹波依旧会处于一个相对较大的状态。交错反激变换器和逆变全桥间的高频滤波电容不仅对 B点的高纹波电流起到了滤波作用，还防止了因为输出量纹波太大导致的逆变全桥中的晶闸管的误关断的可能。逆变全桥对100 Hz的正弦半波波形的直电流进行翻转，最终得到50 Hz的正弦波波形的交流电。

2 反激变换器的工作模式

2.1 DCM模式

图3反映了在DCM模式下各个参数的变化情况。

图3 DCM模式

其中副边电流is由峰值降为0所经历的时间为Toff1，可以计算出输出平均电流为

(1)

式中Iout为输出平均电流。

单个开关周期中，输出功率为：

(2)

上式中Pout为输出功率。

由于单个开关周期内反激变压器磁芯复位，因为经过电感的电流增量同电流减少量是相等的，所以可以得到：

(3)

由上式可得：

(4)

同时单个开关周期中的输入功率为：

(5)

式中，Pin是输入平均功率(W)。

由单周期中功率守恒，由(4)、(5)两式可得

(6)

可见在DCM工作模式下，显示为电流源特性控制算法简单，副边二极管自然关断，不会反向恢复。

2.2 反激变换器在非互补控制下的工作状态

工频周期内，反激变换器输出的电流在采用平均电流控制的情况下会被调制成正弦半波波形。在 DCM模式下，箝位电容和漏感之间因为谐振所浪费的能量将会得到减少，由于变换器为两路交错180°工作，知其一即可，高频开关周期内的稳态波形如图4所示。

图4 高频开关周期内的稳态波形

如图4所示，有源箝位反激变换器在单个开关周期内可以按照时间将其分为8个节段。为分析方便，假设如下：

① 主开关Sw和从开关Sa的导通电阻为零，反并联二极管的导通压降也为零；

② 忽略t3-t5之间变压器漏感Lk与主开关管Sw输出电容的高频振荡。高频开关周期内等效电路图如图5所示。

图5 高频开关周期内等效电路图

(1)节段1[t0～t1]

t0时刻，主开关Sw导通，输入电压加在励磁电感两端，原边电流线性增加，励磁电感 Lm储能。

原边电流表示为：

当原边电流增加至和基准电流相等时，主开关Sw处于关断，此节段结束。此刻原边电流为：

(2)节段2[t1～t2]

t1时刻， Sw关断，原边励磁电流 iLm开始向Cds-sw充电。由于该Cds-sw的值非常小(pF级)，所以主开关两端电压Uds-sw的增长也可以看作是呈线性的：

当Uds-sw=Uin+Uc(t2)，Sa体二极管导通，此节段结束。

(3)节段3[t2～t3]

当漏感电流iLk降至零的时候，此节段结束。

(4)节段4[t3～t4]

(5)节段5[t4～t5]

t4时刻，副边的电流 is将会降低到零，副边整流二极管D1处于断开状态，变压器漏感Lk会和主开关Sw的输出电容 Cds-sw发生谐振，同传统的DCM模式反激变换器一致。

(6)节段6[t5～t6]

t5时，Sa导通，励磁电感Lm两端电压与漏感Lk两端的电压之和等于箝位电容电压时，副边整流二极管D1导通。漏感电流iLk和励磁电感iLm反向增加，存储在箝位电容 Cc上的漏感能量部分释放到副边，部分再次传输到漏感Lk上，为主开关 Sw后面实现ZVS创造条件。

副边二极管D1电流为：

is(t)=iLk(t)-iLm(t)

(7)节段7[t6～t7]

t6时刻，辅助开关Sa关断，Cds-sw经由iLk实现放电。如果此时 Lk储存的能量多过 Cds-sw，则 iLk与 iLm之间的差值会传送至反激变压器的二次侧， 同时D1会继续导通。如果iLk减小直至与iLm相等时，D1反向截止，Cds-sw放电的过程将会由Lm和Lk一起完成。

(8)节段8[t7～t8]

t7时刻，变压器主开关 Sw两端电压 Uds-sw减小到零，体二极管 Dsw开通， iLk与iLm减小，为 Sw的零电压导通做好准备。

3 实验结果及分析

以Microchip 的 dsPIC33F为处理器，通过Matlab/Simulink对系统进行仿真分析。搭建了反激变换器的模型，并设计了相关的数据额定输入电压Uin=30.5 V，电网电压Ugrid=220 V，箝位电容Cr1=1 μF，变压器原副边n=1/6，经过计算最后确定原边线圈匝数为7，副边线圈匝数为42，反激变换器将输入的直流电压进行升压至400 V左右，如图6所示。

图6 反激变换器实现直流升压波形

反激变换器原边的主开关电流波形图如图7所示，该电流波形呈正弦半波波形，与原理描述一致。

图7 原边电流波形图

反激变换器副边二极管的电流波形图如图8所示，该电流波形同样也呈正弦半波波形，同原理描述的一致。

图8 副边电流波形图

在进行逆变的时候采用SPWM控制策略，其占空比如图9所示，通过全桥逆变将电流进行翻转最后得到正弦波波形的电流，然后通过对电网电压锁相实现并网电流与电网电压实现同频同相从而完成并网如图10所示。

图9 逆变时的占空比图形

图10 并网电流与电网电压同频同相仿真图

结 语

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