高速磁浮车载电网DC/DC变换器研究

戴 玉，郭育华



高速磁浮车载电网DC/DC变换器研究

戴 玉，郭育华

上海高速磁浮24 V车载电网DC/DC变换器采用MRC拓扑结构和下垂均流法，参数设计复杂、效率低，电压调整率低且均流误差大。本文基于最大电流均流法设计一种分布式LLC谐振变换器以改进车载电网，分析了LLC变换器及并联均流控制器的原理特性，并研制样机进行实验验证，实验结果证明了该车载电网直流变换器的优越性。

LLC谐振变换器；最大电流均流法；车载电网

0 引言

24 V车载电网是高速磁浮的关键子系统，其电压由400 V电网通过DC/DC变换器转换得到。DC/DC变换器主要用于安全性和供电可靠度要求高、功率需求大的用电设备供电，对其安全性、可靠冗余性及带载能力要求较高[1]。由于列车空间狭小散热有限，应采用软开关设计电源，减小损耗并提高效率。均匀分配负载电流是确保分布式电源可靠并联的关键，DC/DC变换器采用分布式结构，8个相互独立的开关电源模块输出并联[2]，由于各模块外特性不同，直接并联难以保证均匀分担负载电流，系统可靠性较差。如上海磁浮示范运营线车载电网DC/DC变换器，其主电路采用半桥MRC（Multi-Resonant Converter，多谐振变换器）拓扑，谐振参数设计复杂，体积大，重载时可能存在两整流管直通、效率随输入电压增加明显下降等问题[3]。多模块并联采用下垂法均流方式，电压调整率低，均流精度低，进而影响车载电网性能。

LLC谐振变换器可在宽负载范围内实现软开关，提高电源效率；最大电流均流法能有效提高并联模块的均流精度及冗余可靠性。本文基于LLC变换器拓扑采用最大电流均流法研究和设计分布式DC/DC变换器，对24 V车载电网进行改进，以提高变换器效率、均流精度和可靠性。

1 LLC谐振变换器特性分析

相比MRC，LLC谐振变换器可在全负载范围内实现原边开关管零电压导通ZVS（Zero Voltage Switching），副边二极管零电流关断ZCS（Zero Current Switching），从而减小开关损耗实现高效率，无需均压电容，可减小体积。图1所示为半桥LLC谐振变换器主电路，其中输入电压in、开关管Q1和Q2构成方波产生器，开关管以50%固定占空比互补导通，将输入电压斩波成幅值为in、谷值为0的方波注入谐振网络；谐振网络由谐振电感r、谐振电容r和激磁电感m构成，r同时起隔直作用，稳态时直流电压分量为in/2；TR为匝比∶1∶1的高频变压器；整流二极管D1和D2、滤波电容o构成整流滤波网络；L为负载。

LLC谐振变换器有2个谐振频率点，一个由r和r决定，即

另一个由r、r和m决定，即

图1 半桥LLC变换器主电路

开关频率s通常工作在m～r范围内，此时开关网络等效负载表现为感性[4]，半桥LLC谐振变换器关键波形如图2所示。0时刻，电流Lr＜0，Q1的体二极管导通，此时开通Q1可实现ZVS；直流输入加在谐振网络，Lr以正弦形式增加，激磁电感电压被钳位为o，其电流Lm线性增加，该过程中r和r参与谐振；1时刻，Lr=Lm，整流二极管ZCS关断，输出电容对负载放电，该过程中m、r和r共同谐振；2时刻，Q1关断，Lr为正，对Q1的寄生电容充电并对Q2的寄生电容放电，使Q2的漏源电压为0；3时刻，Lr通过Q2的体二极管流通，开通Q2，可实现ZVS。

图2 半桥LLC谐振变换器关键工作波形

由基波近似法可得变换器谐振网络电压增益为

式中，n=s/r，=m/r，ac=82L/π2，品质因数=2πrr/ac。

根据式（3）绘制=5时不同品质因数下的LLC谐振变换器增益曲线如图3所示。可看出，开关频率s等于谐振频率r，即n= 1时，变换器电压增益恒为1，不随负载变化而变化。

图3 K=5时LLC谐振网络电压增益曲线

2 并联均流控制

DC/DC变换器采用分布式结构，若将输出端直接并联，各模块参数不同致使功率分配不均，外特性好的模块承受的电流应力较大，损耗严重，影响电源整体效率和可靠性。传统24 V车载电网DC/DC变换器采用下垂法均流，人为增大输出阻抗实现近似均流，但电压调整率下降，均流精度低。均流精度可用均流误差%表征，其定义式为

式中，max(I-I)为所有模块输出电流最大差，为模块数量，I为模块的输出电流。

最大电流均流法又称自动主从均流法，各并联模块中输出电流最大的模块自动成为主模块，其他模块相应成为从模块[5]。均流控制器依次调节各从模块的参考电压，从而调节其输出电流，实现均流控制。均流母线信号为低阻抗，对噪声不敏感，抗干扰性好。该方法不会因其中一个模块故障而影响整体系统运行，可靠性高。

最大电流均流法的控制原理如图4所示。在电压外环电流内环控制的基础上加入均流环，个相同的LLC模块并联，第个模块的输出通过连接阻抗cj接到公共点，L为负载阻抗。由于二极管的单向导电性，系统中输出电流最大模块对应的二极管Dci导通，则该模块成为主模块，最大电流信号传递给均流母线CSB，成为其他从模块的基准电流。其他从模块的I与CSB比较，误差信号经M调节后得err，与给定电压REF叠加共同作为电压环的参考电压。电压调节器vj输出作为电流内环给定，与反馈电流I比较调节输出进行PFM调制，调节开关频率使输出电流向基准电流靠近。

图4 最大电流均流控制原理

图5为最大电流均流控制系统图，v()为电压环传递函数，vco()为驱动光耦电流到开关频率（压控振荡器）传递函数，vf()为开关频率到输出电压传递函数，if()为开关频率到输出电流传递函数，()为电流采样传递函数，s()为均流放大器传递函数，cc()、cv()和cs()分别为电流环、电压环和均流环误差电压信号到光耦电流的电流放大器传递函数。

图5 最大电流均流控制系统图

系统输出外部增益表达式为

式中，电压环v、电流环i和均流环s的开环增益表达式分别为

v() =vco()vf()v()cv() （8）

i() = Gif()()cc()vco() （9）

s() = Gif()()s()cs()vco() （10）

可利用式（7）判断系统稳定性，要求均流传递函数带宽窄，低频增益和相位裕度较大。

实际进行均流控制时，均流芯片内置驱动放大器将闭环调节信号通过光耦电流传输到LLC集成控制芯片以调节开关频率。光耦工作在线性区，驱动放大器输出电压与光耦的发光二极管电流呈线性；光耦电流反馈到压控振荡器电路传递函数为[6]

式中，为光耦传输比，vco为光耦集基结电容，结电容的大小影响光耦带宽。

LLC变换器的控制到输出的传递函数可用三阶多项式近似表示为

vf为低频增益，正比于直流增益曲线在相应工作点的斜率；二阶极点0及阻尼因子随工作条件变化；低频极点pl由滤波产生，pl=1/(coo)为ESR零点。LLC变换器的小信号随工作状态变化，影响动态性能，可参考文献[7，8]，利用扩展描述函数法仿真拟合计算。

均流环采用比例调节，电压环、电流环按PI补偿器设计零极点，并保证一定带宽和调节速度。

3 实验设计

研制一台基于LLC谐振变换器的分布式DC/DC变换器样机，主要技术指标为

输入电压范围：330～440 V；

额定输入电压：400 V；

输出电压：24 V；

输出功率：100 W×2；

谐振点频率：r= 200 kHz。

输入电压=in-nom（额定电压）时变换器工作在谐振点，可获得最高效率。额定输入时变换器的电压增益nom=1，谐振网络电压增益范围由下式得到：

式中，in_min为最低输入电压，in_max为最高输入电压。和的选择原则是保证电压增益的条件下尽量选大，以减小环流，提高效率。本文设计=5，=0.35，参考图3增益曲线。

实现输出o=24 V，变压器匝比为

交流等效负载阻抗为

式中，为变换器效率。

分别计算谐振网络参数谐振电容r、谐振电感r、激磁电感m为

m=·r（19）

4 实验验证

实验样机主要参数见表1。

表1 样机器件主要参数

图6所示为单模块LLC谐振变换器在额定电压、满载条件下，主开关管Q1的栅源电压gs1、漏源电压ds1、谐振电感电流Lr及负载电流L波形。由Lr波形可知，此时LLC变换器工作在谐振频率点，开关频率约为181 kHz，接近电路设计的谐振频率，由gs1和ds1波形可看出主开关管Q1实现了ZVS。

图7为满载条件下两模块并联均流的实验波形，包括2个模块主开关管的驱动电压gs_1、gs_2以及输出电流L1和L2。从图7可以看出，模块1为主模块，输出电流4.11 A，开关频率为180.6 kHz；模块2为从模块，输出电流4.02 A，开关频率为180.1 kHz，均流误差2.2%。

图6 额定输出满载条件下的实验波形

图7 满载条件下模块并联均流的实验波形

图8（a）、（b）分别为75%负载和满载条件下上电启动时的负载电流波形。启动时，模块1因基准电压高成为主模块，其输出电压高于其他从模块，从模块处于闲置状态，此时主模块提供所有电流，并在均流母线上输出相应电流信号。从模块负载电流与主模块负载电流之间存在偏差，调整放大器的输出信号以提高基准电压，使之接近主模块基准电流以实现输出均流。

图8 上电启动时负载电流波形

图9（a）、（b）分别为额定电压下75%负载突增到满载、满载突减到半载的实验波形，可见系统动态响应快，可靠性高。

图10为额定输入不同负载时稳态输出电流o与均流误差%的关系曲线。可以看出，轻载时电流较小，采样电阻引入误差更明显，随着负载电流增加，均流误差减小。

图9 负载跳变实验波形

图10 稳态输出电流与均流误差关系曲线

5 结语

高速磁浮车载电源变换器存在效率低、可靠性差等问题，本文引入基于最大电流法均流控制的分布式LLC谐振变换器改进车载电网。理论分析和实验结果充分说明该变换器具有以下优点：（1）LLC谐振变换器在全负载范围内均能实现ZVS，损耗低；（2）引入最大电流法实现分布式电源的并联均流，响应快，均流误差小，可靠性高。

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[2] 张剑. 高速磁悬浮车载电网DC/DC变换器的研究[D]. 西南交通大学，2006.

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[4] 郝瑞祥，雷浩东，贺涛，等. 一种具有自动均压均流特性的组合式LLC谐振变换器[J]. 电工技术学报，2016，31（20）：151-160.

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[7] 梁昊，张军明. 一种简化的LLC谐振变换器小信号分析方法[J]. 电力电子技术，2011，45（10）：71-72.

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24 V electric network DC/DC converter, carried on Shanghai High Speed Maglev Train, adopts MRC topological structure and voltage drop current sharing method, with disadvantages of complicated design of parameters, low efficiency, low voltage regulation rate and great error of current sharing. A type of distributed LLC resonant converter has been designed on the basis of maximum current sharing method so as to improve the train carried electric network system. And a sample converter has been developed for purpose of experiment and verification, and the experiment results show that the train carried electric network DC/DC converter is more superior.

LLC resonant converter; maximal current sharing method; train carried electric network

U239.5

A

1007-936X(2018)02-0083-05

2017-07-26

10.19587/j.cnki.1007-936x.2018.02.022

戴 玉.西南交通大学电气工程学院，硕士研究生，电力电子与电力传动研究方向；郭育华.西南交通大学电气工程学院，副教授。