基于改进SVPWM控制的三相Split源逆变器研究

李 博 张代润

近年来，随着环境污染和能源危机的问题不断加剧，可再生能源得到了广泛的关注和应用，而随着这些分布式可再生能源的不断接入电网，作为能量变换所需的逆变器装置在传统配电网中的地位越来越重要[1-3]。传统电压型逆变器具有降压的能力，其输出的交流线电压的峰值不能超过直流侧电压，但在一些可再生能源的应用领域如光伏、燃料电池具有较低的输入电压，在这些场合中要求输出的交流电压要高于直流侧电压[4-6]。

Split源逆变器是一种单级结构的逆变器，其可实现逆变和升压的作用，并且具有输入电流连续的优点，可适用于输入电压低于输出电压的可再生能源场合[7-8]。对于三相 Split源逆变器，可采用与传统电压型逆变器完全相同的SVPWM调制策略。针对在传统SVPWM调制策略下电感电流具有较多的低频分量，本文研究了一种改进的SVPWM调制策略。该策略能够有效减少电感电流低频分量，并且可以进一步提高逆变器的升压能力。

1 三相Split源逆变器工作原理

三相Split源逆变器主电路结构如图1所示。

由图1可知，与传统的电压型逆变器相比，三相Split源逆变器多了3个二极管、一个电感和一个电容，它的直流侧通过电感进行升压，电感与逆变器桥臂的输出端通过3个二极管相连，由于存在电感的升压作用，因此逆变器的输入电压 Ui要高于UD，从而达到提高逆变器输出电压的目的。

三相Split源逆变器共有8种工作状态，为分析方便，定义开关函数sk，k=a、b、c，令s=1为上开关管开通，下开关管关断。s=0为上开关管关断，下开关管开通，则工作状态可用开关函数来描述。三相Split源逆变器的工作状态如图2所示。

图2 三相Split源逆变器的工作状态

由图2可知，在工作状态“011”中，电源通过与a相连接的二极管以及对应下开关管对电感进行充电，“101”、“110”状态与“011”状态相同；在工作状态“001”中，电源通过与 ab两相连接的二极管以及对应下开关管对电感进行充电，“010”、“100”状态与“001”状态相同；在工作状态“000”中，电源通过与三相连接的二极管以及下开关管对电感进行充电；而只在工作状态“111”中，电感通过与三相连接的二极管及上桥臂对电容进行放电；即在8种状态中，该逆变器通过7种状态来为电感充电，而只有“111”一种状态使电感放电，同时对直流侧电容充电。

2 改进SVPWM调制策略

2.1 SVPWM调制

对于三相Split源逆变器，可采用与传统电压型逆变器相同的SVPWM来进行调制，为了使输出谐波相对较低，可采用七段式的SVPWM合成方式。

图3中空间电压矢量将平面分为6个扇形区域，以第一扇区为例，图4为七段式SVPWM在第一扇区内一个开关周期内的开关序列，其中T0、T7为零矢量作用时间。由前述分析可知，T7作用时间即为逆变器中电感L放电时间，记为td，而其余时间为电感L充电时间，记为tc。因此电感L的充电占空比D为

由文献[9-10]可知，SVPWM调制方式中调制比m与各个矢量在一个开关周期作用时间关系为

图3 空间电压矢量分区

图4 七段式SVPWM开关序列

式中，θ 为空间电压矢量 V与 V1之间的夹角，且θ =ωt，ω 为基波角频率。

由式（1）、式（2）可推得与调制比 m与占空比D的关系，即

由式（3）可知电感 L的充电占空比 D并不是恒定的，它是一个变量，频率为基波频率的6倍，根据函数关系可算出D的平均值为

根据电感磁通平衡和电容电荷平衡，可计算出逆变器输入电压Ui与UD、Dav之间的关系为

代入式（4），可得

由于在线性调制区内Dav恒小于1，因此逆变器输入电压 Ui大于直流侧电压 UD，可起到升高输入电压的作用。

2.2 改进SVPWM调制

由上述的传统七段式SVPWM调制方法可知，在一个周期内电感的充电占空比D是一个随时间不断变化的量，鉴于充电占空比D的变化，在电感电流iL中也引入了一些低频分量，为了消除这些低频分量以及进一步增加逆变器的输入电压，可以采用一种改进的SVPWM调制策略，这种调制策略同时可以将Split源逆变器的升压能力达到最大。

改进SVPWM调制策略将电感L的充电占空比D恒定为最大值Dmax，即把电感的放电时间td固定为一个最小值Tm，由下式决定

而由式（3），可根据函数关系计算出Dmax，即

代入式（7），可得

而放电状态只在“111”的零矢量状态实现，其余零矢量作用时间由“000”状态完成，作用时间为

式中，Tz为零矢量作用时间。

因此，改进SVPWM调制策略的关键在于只通过改变零矢量的分配方式，而不改变其余状态的作用时间，重新分配零矢量后的SVPWM调制策略在第一扇区内一个开关周期的开关序列如图5所示。

图5 改进SVPWM开关序列

在第一扇区内，并不改变“100”和“110”状态的作用时间即T1、T2，而将T7的作用时间固定为Tm，T0的作用时间为除去T7以外剩余的零矢量作用时间。各开关状态的顺序也不发生改变，只是改变了零矢量状态的作用时间。

其余扇区的时间分配与第一扇区情况相同，只是T1、T2的作用时间代表的状态不同，如在第三扇区内，T1、T2分别代表开关状态“010”、“011”的作用时间，其零矢量的开关状态的作用时间与第一扇区相同，T7的作用时间仍固定为Tm。图6为改进SVPWM在第三扇区的开关序列。

图6 改进SVPWM在第三扇区开关序列

通过采用改进SVPWM调制策略，同样可计算出逆变器输入电压Ui与UD、Dmax之间的关系为

代入式（8），可得

比较式（6）和式（12）可知，当 m相同时，采用改进 SVPWM 调制策略后逆变器输入电压 Ui更高。

3 仿真分析

在 Matlab/Simulink平台建立三相 Split源逆变器仿真模型，并对SVPWM及改进SVPWM两种调制策略进行仿真分析，仿真参数设置为：输入直流电源UD=100V，直流侧电感L=2.2mH，直流侧电容C=75μF，交流侧滤波电感 Lf=1mH，交流侧滤波电容 Cf=20μF，交流负载电阻 R=10Ω，开关频率fc=10kHz，调制比m=0.6。

图7为在SVPWM和改进SVPWM调制策略下逆变器输入电压Ui波形。由图可知，在相同的调制比和开关频率下，SVPWM调制下Ui约为460V，改进SVPWM调制下Ui约为500V，因此改进SVPWM调制下的逆变器输入电压Ui明显更高，这说明通过对零矢量的重新分配，提高了逆变器的升压能力。

图7 两种调制策略下逆变器输入电压波形

图8 、图9分别为SVPWM调制和改进SVPWM调制下的输出线电压 Uab波形及相应的谐波分析，由图可知改进SVPWM调制下输出线电压更高，由改进前的278V提高为298V，并且输出电压的THD也有所降低。这说明改进SVPWM调制策略改善了输出电压波形，对直流电源的利用率也更高。

图10为两种调制方式下电感电流iL的波形。从图中可看出，在SVPWM调制下电感电流iL中含有较多低频分量，而在改进SVPWM调制下这些低频分量已经基本被消除，这对于电路中无源元件的选取是有利的。

图8 SVPWM调制下输出线电压波形及谐波分析

图9 改进SVPWM调制下输出线电压波形及谐波分析

固定开关频率为 10kHz，改变调制比为 m，可得出在不同调制比下两种调制策略的输出特性，见表1和表2。

由表1可知，随着调制比m的增大，两种调制方式的输出线电压都随之增加，其中改进 SVPWM增加的幅度更大，且m越大，相比SVPWM方式，改进SVPWM的输出线电压更高，其数值符合式（6）和式（12）。由表 2可知，在不同调制比 m下，改进 SVPWM 的输出线电压的 THD特性都优于SVPWM方式。

图10 两种调制策略下电感电流波形

表1 两种调制下输出线电压的对比

表2 两种调制下THD的对比

4 结论

本文研究了一种三相 Split源逆变器的改进SVPWM调制策略，首先介绍了三相Split源逆变器的基本工作原理和传统七段式SVPWM调制策略，通过对传统SVPWM中零矢量的重新分配，得到了一种改进的SVPWM调制策略，并对其原理进行理论推导和仿真分析，并与传统SVPWM控制方法进行对比研究。仿真结果表明，在相同的调制比和开关频率下，改进SVPWM控制方法具有更少的电感电流低频分量，并具有更高的升压能力和更好的输出波形，提高了逆变器的输出电压，增加了直流电源的利用率。在相同的开关频率下，逐渐增大调制比m，改进SVPWM控制方法的输出电压增幅更大，且THD特性更优。

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