基于DSP+CPLD的LLC谐振变换器的研究

胡显玉

摘要：本文介绍了一种基于DSP+CPLD配合控制的LLC谐振全桥变换器，采用移相控制和调频控制相结合的方法，使得输出电压在全范围内可调。该设计方法能有效地减小变换器的体积，提高变换器的效率。并且控制回路具有功率器件驱动、保护和外部通讯功能。最后，在一台输入为DC 620（1±2.5%）V，输出为DC 400V/2694W的原理样机上验证了该混合控制方法的可行性以及电路参数设计的正确性。

关键词：LLC谐振变换器；移相；调频；混合控制

中图分类号：TM46 文献标识码：A 文章编号：1007-9416（2017）09-0080-04

舰船磁场的存在威胁其生存，为了提高舰船的隐身性能，必须对其进行消磁。消磁电源是一个分布式系统[1]，因其可靠性高、损耗低、易维护等优点而被广泛采用。然而消磁电源中的第二级DC-DC变换器是消磁电源的核心部分，为了减小电源的体积和重量，DC-DC变换器的高频化、高效率和高功率密度已成为一种发展趋势。由于传统变换器的开关器件工作在硬开关状态下，开关频率的升高导致开关损耗的增加，这样降低了变换器的效率，不利于开关的高频化。而LLC谐振全桥变换器凭借自身的高频率、高效率、高功率密度等优点已经在电气领域得到了广泛应用。LLC谐振变换器在负载或者输入电压变化时，能很好地调节输出电压，起到稳定输出电压的作用[2-3]。控制部分是基于DSP+CPLD的混合控制策略，在同一变换器中使用调频和移相两种控制模式，并且这两种控制模式能平稳地切换和过渡。工作中变换器根据指令需求调整电压的输出，选择性地工作在调頻模式或者移相模式下，实现了输出电压在全范围内任意可调。

1 LLC谐振变换器的工作原理

图1为LLC谐振全桥变换器的电路原理图。逆变电路有4个MOSFET开关管（Q1、Q2、Q3、Q4）构成，其中D1～D4与C1～C4分别为MOS管的体二极管和寄生电容，谐振电感Lr、谐振电容Cr、励磁电感Lm组成了谐振网络部分，DR1、DR2组成了全波整流电路，Cf为滤波电容。MOS管Q1、Q4为同一路带有死区的驱动信号，Q2、Q3为同一路带有死区的驱动信号，且两路驱动信号占空比相同，最大占空比为0.5。LLC谐振变换器工作过程中存在两个开关频率，一个是由Lr和Cr共同参加的谐振频率，另一个是由Lr、Cr和Lm三者共通参加的谐振频率。图2为变换器工作时的原理波形。

变换器对应的时域工作波形如图2所示。从上图可以看出在一个周期内变换器有6种工作模态，后半个周期的工作模态和前半个周期一样。变换器工作在半个周期内可以分为以下三种工作模态。

模态1[t0，t1]：t0时刻前，开关管Q1、Q4的体二级管导通，因此t0时刻Q1、Q4零电压开通，A、B之间的电压VAB等于Vin，此时变压器原边承受正向电压，副边整流二极管DR1导通，DR2截止。此阶段只有Lr、Cr参与谐振，Lm两端电压被钳位在nVo。励磁电感电流iLm线性上升，谐振回路电流iLr以正弦形式逐渐升高，iLr与iLm的差值通过变压器向负载RL供电。

模态2[t1，t2]：在t=t1时刻，谐振电流iLr与励磁电感电流iLm相等，谐振回路与输出侧脱离，整流二极管DR1的电流自然减小到零，实现了零电流关断。Lm不再被钳位，此阶段Lm、Cr、Lr一起参与谐振。

模态3[t2，t3]：在t=t2时刻，谐振电流iLr开始对Q1、Q4的结电容充电，对Q2、Q3的结电容放电。由于有C1～C4，开关管Q1、Q4近似为零电压关断。t=t3时刻，Q1、Q4的电压下降到零，其体二极管D1、D4导通，此时Q2、Q3零电压开通。

2 LLC谐振变换器的控制系统

图3为LLC谐振变换器硬件系统结构框图。它主要有主电路、控制电路、驱动电路、检测电路和保护电路组成。系统以芯片TMS320F2810型DSP和MAX3000A系列EPM3256ATC144-10型CPLD为控制核心，完成对系统驱动信号的控制，实现了LLC谐振变换器的移相功能和频率调节功能，在这种混合控制方式下，保证了输出电压在宽范围内可调。并且控制回路具有输入、输出保护功能，一旦电路出现异常状况，立刻封锁PWM驱动信号，关断主电路中的开关管[4-5]。

2.1 LLC谐振全桥变换器的移相控制

变换器工作在移相控制方式下时，开关频率固定在谐振频率，通过改变占空比来调节变换器的输出。关于移相脉冲的产生方式，文献[6]提出了一种较为简单的移相脉冲生成方法，即直接通过DSP的两个全比较单元产生4路移相脉冲。DSP的两个全比较单元CMPR1、CMPR2分别生成两对带有死区的互补PWM波形，并且只需要改变CMPR1和CMPR2的值就可以实现PWM波的移相。

2.2 LLC谐振全桥变换器的调频控制

调频控制下的LLC谐振变换器有两种工作模式，根据fs和fr之间的大小关系，变换器可以升压和也可以降压。fsfr时，变换器处于降压模式，增益小于1。变换器工作在调频控制方式下时，4路PWM波的占空比都固定为1，通过改变定时器周期寄存器T1PR的值来改变PWM波的频率，实现开关频率的调节，进而调整变换器的输出电压。比较控制寄存器CMPR1、CMPR2的值根据周期寄存器的值做出相应的改变。

2.3 变换器的控制流程

为了能够实现输出电压宽范围的调节，本文采用了一种混合控制方式。使用DSP的通讯功能，电脑模拟上位机给定一个电流值，DSP根据电流值的大小自行调频或是调占空比，以改变变换器的增益，让负载电流达到上位机的给定值。移相和调频各有一个调节范围，之间有一个区分点。开始时，变化器的输入电压升到额定620V，输出电压为400V，输出电流6.67A，如果上位机给定值在调频范围内，则占空比先调整为1，再采用调频控制输出；如果上位机给定值在移相范围内，则频率先调整至谐振频率，再采用移相控制输出。最终实现变换器输出电压在（0-440）V全范围内可调。变换器输出控制段如图4所示。

LLC变换器的控制流程图如图5所示。DSP在T1下溢中断和T1周期中断中生成移相脉冲，在T4下溢中断中完成频率的调节和移相占空比的调节，使得输出电压达到设定值。DSP在主循环中不停地检测来自CPLD由比较电路产生的高低信号，只要发生高低电平变化，则说明变换器在运行过程中出现了异常的状况，此时立刻关闭PWM波，起到保护变换器的作用。

3 主电路参数设计

只有对变换器谐振回路中的器件参数进行合理的计算与选取，才能保证开关管的ZVS和整流二极管的ZCS。本文LLC谐振变换器的参数指标设定：输入电压DC 620（1±2.5%）V，输出电压DC 400V，输出电流6.67A，输出功率2694W，谐振频率fr=145KHZ。

3.1 变换器的谐振网络分析

调频控制时，为了使变换器的传输效率较高，通常让变换器工作在谐振频率点的附近。变换器的输出电压增益为：

公式（1）中，n为变压器原、副边的变比；Ln为励磁电感与谐振电感的之比，；品质因素；为开关频率与谐振频率之比，。

3.2 变换器的增益曲线

调频工作时，变换器的增益随频率变化而变化。本文借助MATLAB软件画出了变换器增益与频率的关系曲线[8]。图6是一组变换器在不同Q值下的增益随频率变化的曲线，其中Ln=5，D=1。从图中可以看出，当Q值等于0.5，工作在谐振频率（fN=1）附近时，工作频率大于谐振频率（fN>1），增益M<1；工作频率小于谐振频率（fN<1），增益M>1。

变换器调占空比工作时，变换器的增益随占空比改變而变化。文献[9]采用时域分析法，列出了变换器移相工作时的其中三个时间区域的状态方程组。本文借用其方程组并使用MATLAB软件，画出了一组变换器在不同Q值情况下的增益M和占空比D之间的关系曲线，如图7所示，其中Ln=5，fN=1。从图7可以看出，变换器的增益M随占空比减小而减小。

3.3 LLC谐振全桥变换器的参数计算

LLC谐振变换器需要确定的参数有变压器原、副边匝比n，励磁电感与谐振电感比值Ln，以及品质因素Q。

（1）计算变压器的变比。变换器额定工况下工作在谐振频率点，此时变换器的增益为1。LLC输出整流二极管D1、D2的导通压降VF。

（2）计算变换器的品质因素Q值：

考虑95%的欲量，Q值取0.4988作为满足ZVS条件之一。

能实现ZVS，还需要保证开关管动作的时候，谐振电流在死区时间内能把MOSFET开关管Coss电容上的电压抽完。

综合考虑取较小的Q值0.4988为满足ZVS条件。

4 实验验证

为了验证所提出的混合控制策略的可行性与电路参数设计的正确性，本文研制了一台LLC谐振全桥变换器原理样机。

图8是LLC谐振变换器满载输出时，图（a）为调频控制模式（400V输出、350V输出）和图（b）为移相控制模式（250V输出、60V输出）的波形图。CH1～CH4依次为开关管Q3的开通电压VGS、桥臂中点AB两端电压VAB、谐振回路电流iLr、谐振电容电压VCr。从图中可以看出，通过调频或调占空比可以调节输出电压。变换器能很好地工作在调频控制和移相控制方式下。

图9是输出整流二极管DR1的波形图。CH1～CH4开关管Q3开通电压VGS、桥臂中点AB两端电压VAB、副边整流二极管的电流iDR、副边整流二极管反向电压VDR。图9（a）为调频时变换器的工作波形，图9（b）为调占空比时变换器的工作波形。从图9可以看出整流二极管承受输出反向电压时，流过它的电流已经降为零。实现了输出二极管的零电流关断。

5 结语

本文首先详细的分析了LLC谐振全桥变换器工作原理，然后对LLC谐振变换器的主要参数进行了设计，并且控制部分采用DSP+ CPLD相结合的控制方式，实现了输出电压在全范围内可调。最后，通过实验样机得出的成果验证了本文理论分析的正确性、参数设计的合理性和控制方法的有效性。

参考文献

[1]Canales F，Barbosa P，Aguilar PC，et al.A High-power-density DC-DC Converter for High-power Distributed Power Systems[C].IEEE PSEC，2003：11-18.

[2]Bo Yang，F. C. Lee，A. J.Zhang， Guisong Huang.LLC Resonant Converter for Front End DC-DC Conversion[C].IEEE APEC，2002，12：1108-1112.

[3]Dianbo Fu. Topology Investigation and System Optimization of Resonant Converters[D].Blacksburg： Virginia Poly technic Institute and State University，2010.

[4]唐明明.基于DSP的LLC谐振变换器的研制[D].中南大学，2011.

[5]苏奎峰，吕强，常天庆，张永秀.TMS320X28x DSP原理及C程序开发[M].北京：北京航空航天大学出版社，2008.

[6]陈青昌.移相全桥数字化ZVS直流变换器研究[D].武汉：华中科技大学图书馆，2005.

[7]Erickson R W， Maksimovic D. Fundamentals of power electronics. 2nd Edition[J].Publisher：Kluwer Academic Publishers， 2001.

[8]占海明.基于MATLAB的高等数学问题求解[M].北京：清华大学出版社，2013.

[9]李菊.全桥 LLC 谐振变换器的混合控制策略[D].南京航空航天大学，2011.endprint