一种改进型交错并联高增益Boost变换器

荣德生，段志田

（辽宁工程技术大学电气与控制工程学院，葫芦岛 125105）

一种改进型交错并联高增益Boost变换器

荣德生，段志田

（辽宁工程技术大学电气与控制工程学院，葫芦岛 125105）

传统Boost变换器存在电压增益低、开关器件电压应力高和电感电流纹波大等问题，为了解决这些问题，设计一种具有开关电容/电感的改进型交错并联高增益Boost变换器。该变换器用两个开关电容/电感分别代替储能电感L1、L2，并对开关电感进行耦合集成；再加入一个电容C3，既可提高电压增益又能降低开关管电压应力；分析了变换器的工作原理，推导了电压增益公式；分析了开关管电压应力和电感电流纹波，给出了耦合电感设计方案。理论分析和实验表明该变换器具有以下优点：电压增益提高，尤其在占空比D＞0.5时，是传统Boost变换器的4倍；对电感的耦合集成不仅减小了磁件体积，降低磁元件损耗，而且使电感电流纹波减小近一半；开关管电压应力减小，在占空比D＞0.5时，开关管的电压应力是输出电压的一半。

开关电容；开关电感；耦合集成；交错并联Boost变换器

Abstract：There are some problems in traditional Boost converter,such as low voltage gain,high voltage stress of switching device,high current ripple of the inductor and so on.In order to solve these problems,this paper presented an improved high step-up interleaved Boost converter.Firstly,this paper used two switched capacitor/coupled inductor to replace the storage inductor L1、L2and added a capacitor C3to increase the voltage gain and reduce voltage stress of switching device.Secondly,this paper analysed the working principle and voltage gain expression of the proposed converter.Thirdly,this paper analysed voltage stresses of the switched device and the size of inductor current ripple.and presented the coupled inductor design.Theoretical analysis and experimental results show that the presented converter has the following advantages,the voltage gain is 4 times of the traditional Boost converter when the duty cycle D＞0.5, the coupling inductor reduces not only the volume and losses of the magnetic component,but also the inductor current ripple by nearly half,and the voltage stress of the switched device reduces half when the duty cycle D＞0.5.

Keywords:switched capacitor;switched inductor;coupling integrated;interleaved boost converter

随着传统化石能源的过度消耗以及使用化石能源所带来的环境污染问题，对新型环保能源的研究成为世界各国的新课题。燃料电池作为一种新型能源，其特点是效率高、污染低、安全性高、燃料多元及应用广泛等，近年来的发展越来越受到关注。将燃料电池应用到电动汽车的储能系统是目前最具前景的研究课题之一，而如何提高燃料电池的输出电压、实现高增益升压变换是需要解决的重点[1-4]。

理论上调节占空比可以实现提高输出电压，但实际应用中会出现各种问题，达不到预期效果。要实现高增益，可采用加入开关电容的方法，既可提高电压增益，又可降低开关管的电压应力。文献[5]提出一种带有开关电容的交错并联Boost变换器，开关电容的引入相当于一个电源为负载供电，提高了电压增益，降低了开关管电压应力；文献[6]在文献[5]的基础上改进，引入了开关电容网络，实现了更高的电压增益；文献[7]在传统Boost变换器三端口网络中串入由二极管和电容构成的DCM单元，随着DCM单元的增加，电压增益线性提高。文献[5-7]都能提高电压增益，但电感电流纹波的问题没有得到改善。

将磁集成技术应用在变换器中可减小电感电流纹波，独立电感的耦合集成使等效电感远大于独立电感，从而减小稳态电感电流纹波。文献[8]给出了交错并联磁集成双向DC/DC变换器的设计准则，选择合理的耦合系数k使变换器工作在最佳状态；文献[9]提出了一种四相VRM的阵列式集成磁件，提高了输出动态响应速度并降低了电感电流纹波；文献[10]提出一种“E王E”形耦合电感应用在直流变换器中，克服了传统磁件的磁损耗，改善了变换器的性能；文献[11]将开关电容网络和阵列式耦合电感应用到交错并联Boost变换器中，提高了电压增益，降低了电感电流纹波和开关管的电压应力；文献[12]设计了一种带有开关电容并实现零电压软开关的高增益升压直流变换器，若该变换器的储能电感和谐振电感采用磁集成技术耦合集成，性能会更好。

本文在传统交错并联Boost变换器的基础上，通过引入开关电容/电感，设计出了一种改进型交错并联高增益Boost变换器，分析了变换器的工作原理和工作性能，并给出了耦合电感的设计方案，为实际应用提供参考。

1 变换器的拓扑结构及工作原理

1.1 拓扑结构

开关电感单元如图1所示，被广泛应用于DC/ DC直流变换器中，既能提高电压增益，又能减小电感电流纹波和磁元件体积。在此基础上把二极管D3换成电容C1，如图2所示，电容C1等效为电压源，应用在Boost变换器中，提高电压增益。

图1 开关电感单元Fig.1 Switched inductor unit

图2 开关电感/电容单元Fig.2 Switched inductor/capacitor unit

本文设计一种改进型交错并联高增益Boost变换器，如图3所示。设电感L1=L2=L3=L4=L，电感L1与电感L2正向耦合，电感L3与电感L4正向耦合，电感L1、L2与电感L3、L4反向耦合；正向耦合的互感值为M1，反向耦合的互感值为M2；电容C1=C2=C3，电容C0足够大；开关管S1和S2采用交错开关的控制方式，占空比D相等；所有器件均为理想器件。

图3 改进型交错并联高增益Boost变换器Fig.3 Improved high step-up interleaved Boost converter

1.2 工作原理

1.2.1 0＜D＜0.5

当0＜D＜0.5时，该变换器在一个周期T内有4种工作模态，开关模态特征如表1所示，其模态等效电路和主要工作波形如图4和图5所示，其中，模态II和IV相同。

表1 0＜D＜0.5时开关模态特征Tab.1 State of switch at 0＜D＜0.5

图4 不同开关模态的等效电路（D＜0.5）Fig.4 Equivalent circuits of different switching modes（D＜0.5）

图5 变换器的主要工作波形（D＜0.5）Fig.5 Work waveforms of the converter（D＜0.5）

模态II、III和IV与模态I的分析类似，以模态I为例进行分析。模态I时，开关管S1导通，S2截止；二极管D1、D2导通，电感L1、L2并联充电，电容C1充电；二极管D3、D4截止，电感L3、L4串联放电，电容C2放电，电容C3充电；二极管D5导通，D6截止。由各模态的等效电路可得模态方程，即

模态I：

1.2.2 0.5＜D＜1

当0.5＜D＜1时，该变换器在一个周期T内有4种工作模态，开关模态特征如表2所示，其等效电路和主要工作波形如图6和图7所示，其中模态I和III相同。

表2 0.5＜D＜1开关模态特征Tab.2 State of switch at 0.5＜D＜1

图6 不同开关模态的等效电路（D＞0.5）Fig.6 Equivalent circuits of different switching modes（D＞0.5）

图7 变换器的主要工作波形（D＞0.5）Fig.7 Work waveforms of the converter（D＞0.5）

模态II、III和IV与模态I的分析类似，以模态I为例进行分析。模态I时开关管S1、S2导通；二极管D1、D2导通，电感L1、L2并联充电，电容C1充电；二极管D3、D4导通，电感L3、L4并联充电，电容C2充电；二极管D5、D6截止。由各模态的等效电路可以列出相应的模态方程，即

模态I（III）：

模态II：

2 性能分析

2.1 稳态电压增益

2.1.1 理想状态下的电压增益

当占空比D＜0.5时，由式（1）～式（3）得到电感电流变化量，根据电感电流伏秒平衡原理，增加量等于减少量，计算得到电压增益为

同理，当占空比D＞0.5时，由式（4）～式（6）得到电感电流变化量，计算得到电压增益为

2.1.2 考虑电感等效串联电阻的电压增益

由此，在不同占空比下变换器电压增益的表达式不同，当占空比D＞0.5时电压增益提高最大。在实际应用中以D＞0.5为例，分析电感的等效串联电阻Resrl对变换器电压增益的影响。

不计损耗的情况下，变换器的输入功率等于输出功率，即

式中，I为输入电流，即

由式（10）可见，输入电流 I受占空比D的控制。在保证电压增益的前提下，应尽最大限度地减小输入电流，降低损耗。

以电感L1、L2为例，当S1导通时，电感L1、L2并联充电；S1截止时，电感L1、L2串联放电，在一个开关周期内电感流过的平均电流为

当考虑电感的等效串联电阻时，根据伏秒积原理可得

由式（11）和式（12）计算得到电压增益为

图8 不同P时，电压增益随占空比的变化（D＞0.5）Fig.8 Under the different P,variation of the voltage gain in pace with the duty ratio（D＞0.5）

2.2 开关管电压应力

（1）当占空比D＜0.5时，分析开关管的电压应力。开关管S1导通时其电压应力为0，当S1关断时，电压应力为

模态III的开关S2导通电压应力为0。模态I的开关S2电压应力为

模态II、IV的开关S2电压应力为

在占空比D＜0.5时，由式（14）可见开关管S1的电压应力减小DVR。开关管S2在模态I的电压应力减小（1-D）VR，在模态II、IV开关管电压应力等于输出电压。

（2）当占空比D＞0.5时，分析开关管的电压应力。开关管S1导通时其电压应力为0，当S1关断时，电压应力为

同理，计算得开关S2的电压应力为

经上述分析变换器在占空比大于0.5时，开关管的电压应力减小很大，为输出电压的一半。

2.3 稳态电感电流纹波分析

当电感采用独立电感时，电感电流纹波大小为

为减小电感电流纹波和磁元件体积，对电感耦合集成。设电感正向耦合系数为k1，反向耦合系数为k2，k1=M1/L，k2=M2/L。则耦合电感电流纹波为

式中，Leq为等效稳态电感。当D＜0.5时，Leq与模态I等效稳态电感相等；当D＞0.5时，Leq与模态IV等效稳态电感相等，即

由式（20）、式（21）表明，电感电流纹波在电感和占空比一定的情况下，与耦合系数成反比关系。改进型交错并联高增益Boost变换器与传统升压变换器性能对比如表3所示。由表可见，改进型变换器性能得到提升。

表3 理想条件下变换器的性能对比Tab.3 Performance of the different converter under ideal condition

3 耦合电感设计

3.1 电感耦合度设计

由上述分析知，该变换器在占空比D＞0.5时性能更优，故在D＞0.5的情况下讨论。电感电流纹波与D、耦合度k1和k2有关，k1分别为0.2、0.4、0.6、0.8、1.0，D分别为0.6、0.7、0.8、0.9时，控制变量k2，得到电感比值的变化曲线，如图9所示。

分析图9可知，随着耦合度k1的增加，电感比值也随之增加，k2的最佳取值范围也在变化，占空比在0.6左右取值时电感比值较好。为了使电感电流纹波减小，使电感正向耦合趋于完全耦合，耦合度k1在1.0附近取值，由图5可知，耦合度k2宜在-0.6附近取值。

3.2 磁元件的设计

采用磁集成技术把电感绕组集成在一起，为了减小损耗，本文选用“EIE”耦合电感，其结构如图10所示。电感L1、L2正向耦合，电感L3、L4正向耦合，电感L1、L2与电感L3、L4反向耦合，绕制方式如图10所示。“EIE”比“EE”多了一条气隙磁路，使磁路的磁压和磁通分布均匀、气隙扩散磁通减小、磁路磁阻减小，进而减小损耗。

图9 等效稳态电感Leq与独立电感L的比值（D＞0.5）Fig.9 Static inductor Leqratio for independent inductor L（D＞0.5）

图10 “EIE”耦合电感结构Fig.10 Structure of“EIE”shape coupled inductors

4 仿真与实验验证

为了验证理论分析的正确性，对变换器进行仿真与实验研究，利用PISM软件对拓扑进行仿真，并在实验室设计一台变换器原理样机。实验参数：输入电压24 V，开关频率100 kHz，独立电感L1=L2= L3=L4=L=150 μH，电容C1=C2=C3=40 μF，电容C0= 470 μF。根据第3.1节分析，正向耦合系数k1取0.96，反向耦合系数k2取-0.56，占空比取0.64。集成电感磁芯采用天通公司生产的锰锌铁氧体磁芯，电感等效串联电阻为0.2 Ω，负载R为40 Ω，耦合电感测量实验数据如表4所示。

表4 耦合电感实验数据Tab.4 Experimental data of Coupling inductance

图11所示为输出电压实验波形，读数约为240 V，是输入电压的10倍。第2.1.2节中，考虑电感等效串联电阻，由式（13）计算得VR=241.34 V，实验值与理论值一致，该变换器电压增益有了明显提高。

图11 输出电压VR波形Fig.11 Experimental waveforms of output voltage VR

图12是开关管S1、S2两端电压应力VS1、VS2的实验波形，开关管两端电压应力均约为120 V左右，是输出电压的一半，与传统升压变换器开关管的电压应力（开关管电压应力为输出电压）相比减小很多。

图12 开关管电压应力波形Fig.12 Experimental waveforms of switching tube voltage

图13是独立电感电流实验波形，其纹波约为2.2 A；图14是电感进行耦合集成后，耦合电感电流纹波实验波形，其值为1.2 A左右。比较图13、图14可知，当电感进行耦合集成后，电感电流纹波减小，本文电感电流纹波减小近一半。

图14 耦合电感电流波形Fig.14 Steady state current ripple with coupled inductor

图15是变换器在独立电感下，电流纹波的仿真波形，图中独立电感纹波值为2 A左右。

图15 独立电感电流纹波仿真波形Fig.15 Simulation waveform of independent inductor current

图16是耦合电感在不同耦合系数下电感电流仿真波形。由图可见，k1=0.96电流纹波值为1 A左右，k1=0.80时电流纹波值为1.1 A左右，k1=0.70时电流纹波值为1.2 A左右，k1=0.60时电流纹波值为1.3 A左右。图16表明k1取值越大电感电流纹波越小，效果越好。比较图15和图16可知，当电感进行耦合集成后，电流纹波有明显减小，当正向耦合趋于完全耦合时，电感电流纹波减小近一半。

图16 k1不同时耦合电感电流仿真波形Fig.16 Simulation waveforms of coupled inductor current with different k1

5 结论

（1）电压增益提高，在D＞0.5时，电压增益是传统Boost变换器的4倍，适合燃料电池低压输入、高压输出的大功率场合。

（2）电感电流纹波减小，耦合电感电流纹波比独立电感电流纹波减小近一半。

（3）开关管电压应力降低，在D＞0.5时，开关管电压应力为输出电压的一半。

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An Improved High Step-up Interleaved Boost Converter

RONG Desheng,DUAN Zhitian
（Faculty of Electrical and Control Engineering,Liaoning Technical University,HuLudao 125105,China）

荣德生

10.13234/j.issn.2095-2805．2017．5.16

TM46

A

2017-04-27；

2017-08-08

国家自然科学基金资助项目（51177067）；辽宁省自然科学基金资助项目（201602359）

Project Supported by National Natural Science Foundation of China（51177067）;Liaoning Province Natural Science Foundation of China（201602359）

荣德生（1975-），男，博士，教授，研究方向:节能型电力电子技术及应用，E-mail：rongdesheng0@163.com。

段志田（1990-），男，通信作者，硕士研究生，研究方向：电力电子及磁集成技术，E-mail：1416090282@qq.com。