一种新型交错并联同相降压升压DC/DC转换器

王琳娜，张景璐，马蕾

(北京电子科技职业学院，电信工程学院，北京100176)

一种新型交错并联同相降压升压DC/DC转换器

王琳娜，张景璐*，马蕾

(北京电子科技职业学院，电信工程学院，北京100176)

为了有效降低电流纹波和提高转换器效率，提出一种新型交错并联同相降压升压DC/DC转换器。提出的结构通过采用输入/输出(I/O)磁耦合交错并联和阻尼网络技术，降低了开关的电压应力、内部电压振荡和I/O电流纹波，并提升了转换器的效率。采用状态空间平均法，在连续导通模式下分析了提出转换器的稳态运行，从理论上证明了其优势。样机的功率设置为360W，输出电压为36 V，模拟结果以及实验结果显示，当输出电流为6 A时，转换效率最高达到96%，最大输入电流纹波百分比仅为9.4%，相较于其他类似转换器，提出的转换器具有效率较高和I/O电流纹波较低的优势。

同相降压升压转换器;交错并联;低纹波电流;阻尼网络

直流—直流(DC/DC)转换器在开发太阳能电池、燃料电池等可再生能源方面发挥着至关重要的作用。最近，作为清洁能源的燃料电池，得到了人们越来越多的关注，原因在于其有以下优势:清洁发电、输出电流高、效率高等，可以广泛用于多个领域，如:混合动力汽车、不间断电源备份、通信备份设施，而这些应用均需使用直流—直流转换器［1-2］。

在上述这些系统中，直流—直流转换器须满足的一定的要求:输入/输出(I/O)电流纹波低、功率密度大、效率高、对负载以及输入电压变化的快速动态响应［3-4］。在过去的几年中，人们提出了许多具有上述特性的DC/DC转换器［5-6］。各类DC/DC升压转换器已广泛用于各个能源应用领域。对于需要高效率以及低分量应力的燃料电池领域来说，通过将升压降压电路与两个独立可控开关串联制成的同相降压升压转换器广受欢迎［7-8］。

大多数DC/DC转换器都有存在脉动I/O电流的缺点，所以，噪声级较高、控制系统较复杂、并且对电流有限制。值得注意的是，在许多领域，低I/O电流纹波是首要需求［9］。虽然利用伪连续导通模式下的大电感获得了较低的I/O电流纹波，但是由于电感较大，损失了快速动态特性。

另一个能够解决此问题的方法是，使用交错并联技术。使用此项技术之后，会获得下列好处:谐波消除、效率较高、分量应力较低、热力性能较好、功率密度较高。交错并联并非近期提出的新概念，在文献［10］中，用于混合储能系统的16相交错并联双向升压转换器解决了I/O电流纹波较高的问题，但是此拓扑结构仅能够在升压模式下运行，不能同时在降压和升压操作模式下运行。文献［12］提出了输出电流纹波较低的交错并联同相降压升压转换器，但是在此拓扑结构中，并未完全解决输入电压变化范围较大的问题。

除了纹波电流较高、效率较低以外，当运行模式(升压或者降压)发生变化时，上述的所有拓扑结构均出现了严重的内部动态振荡。因此，在常规转换器中，运行模式转换不顺畅。

本文的主要创新在于提出了带有阻尼网络的同相交错并联降压升压转换器。利用交错联技术、级联型升压降压转换器以及阻尼网络，克服了I/O电流纹波较高、功率密度较低、转换器效率较低、转换粗糙、内部电压振荡等缺点，并且使用阻尼网络也能够减少有源开关的电压应力。

1 提出的DC/DC转换器电路

图1是本文提出的转换器。如图1所示，可将输入和输出电感器之间的磁力耦合视为理想型单匝比变压器。此转换器可在升压以及降压两种模式下运行，如图2(a)和图2(b)所示。在升压模式下，永久接通开关3和开关4(Q3和Q4)，并且开关1和开关2(Q1和Q2)在PWM信号下运行时。同理，在降压模式下，永久闭合Q1和Q2，并且Q3和Q4在PWM信号下运行。

当输入电压接近输出电压时，由电容器与电阻器串联组成的阻尼网络能够衰减输出电压振荡，减弱输入电压出现的巨大变化，如图1所示，此振荡在两种模式转换期间才会出现。本文利用阻尼网络减弱此特性。

图1 提出转换器的电路原理图

图2 提出的转换器的2种运行模式

2 连续导通模式下的稳态运行分析

图3(a)和图3(b)分别是升压模式和降压模式下此转换器的稳态运行波形。将两个图形的最后曲线即S1～S4分配至Q1～Q4的逻辑激活信号。Q1和Q2的PWM激活信号十分相似，相移为Ts/2，是为了迎合交错并联图形。其占空比为d12(t)。这同样适用于Q3和Q4激活信号，其占空比为d34(t)。调节开关的占空比，以便将两种运行模式下的输出电压调整为接近于期望值(此处为36 V)。

图3 升压模式和降压模式下此转换器的稳态运行波形

为了详细说明提出转换器的工作原理并探索两种运行模式下的模型方程式，考虑使用图4的开关图形。通过使用此开关图形，可考虑到所有可能出现的转换器切换状态。从此图可知，每个周期包含6个时间间隔以及图5所示的6个相应电路图。

图4 转换器MOSFET的开关图形

图5 6个相应电路图

由于间隔2和5的时间分配以及工作状态(见图4和图5)相同，只能在下列5种状态下分析转换器:

间隔1:［t0-t1］如图5(a)所示，周期为d12(t)Ts。在此时间间隔内，Q1、Q3以及Q4处于导通模式。磁化电感器2会通过D2将储存的能量传输至输出负载以及电感器。根据图5(a)可知，表示第1个时间间隔内电容器两端电压以及通过电感器电流的微分方程式可表示为:

式中，iL1、iL2分别表示电感器1和2的电流，iLm1、iLm2分别表示磁化电感器1和2的电流。

间隔2和5:［t1-t2和t4-t5］如图5(b)所示，周期为［d34(t)-d12(t)-0.5］Ts。在此时间间隔内，Q3以及Q4处于导通模式，而Q1和Q2处于闭合状态。因此，通过D1和D2将储存在磁化电感器1和2的能量传输至电感器1和2。同理，可发现一组表示其他时间间隔内电容器两端电压以及通过电感器电流的微分方程式。这些时间间隔内的微分方程式与间隔1内的微分方程式一样。

间隔3:［t2-t3］如图5(c)所示，周期为［1-d34(t)］Ts。在此时间间隔内，Q3处于导通模式，而Q1、Q2和Q4处于闭合状态。除了仅仅将储存在两个输入磁化电感器的能量传输至电感器1以外，此间隔内的能量传输与上述提及的间隔极为相似。

间隔4:［t3-t4］如图5(d)所示，周期为d12(t)Ts。在此时间间隔内，Q2、Q3和Q4处于导通模式，而Q1处于闭合状态。除了磁化电感器1和2的功能互换以外，此间隔内的能量传输与间隔1也十分相似。

间隔6:［t5-t6］如图5(e)所示，周期为［1-d34(t)］Ts。在此时间间隔内，Q4处于导通模式，而Q1、Q2和Q3处于闭合状态。因此，将储存在磁化电感器1和2的能量传输至输出电容器以及电感器2。

众所周知，有两种方法可用于获得表示交错并联转换器特性的微分方程式，即:状态空间平均(SSA)法以及信号流图［13］。由于SSA法较简单，本文使用了此方法。

假设处于连续导通模式以及开关频率大大高于转换器的固有频率，考虑到小纹波逼近和电荷平衡的原理，可采用SSA法建造转换器模型。

运用全部时间间隔内的微分方程式，并在一个切换周期内将平均技术［13］用于上述方程式中，可得出下列等式:

式中，d12和d34分别表示开关［Q1，Q2］和［Q3，Q4］的占空比。为获得稳定状态下通过电感器的电流以及电容器两端的电压，可使用稳态运行下的占空比D12和D34以及输入电压Vg，并利用电感器伏秒平衡和电容器电荷平衡的原理获得另一组表示稳态运行的表达式，如下所示:

式中，D12表示升压级的稳定占空比，D34表示降压级的稳定占空比，根据式(3)的最后一个表达式可获得转换器的电压传输比:

由下列条件确定升压模式以及降压模式下转换器的运行，(1)升压模式:{D34=1，且0＜D12＜1};(2)降压模式:{D12=0，且0＜D34＜1}。

为了能够顺利转换两种运行模式和建立D12与D34之间的关系式，应将新变量u定义为:

因此，(1)升压模式下:1＜u＜2;(2)降压模式下:0＜u＜1。

新的电压转换比可表示为:

将式(6)用作电压转换比，可确保两种运行模式能够平滑转换。图6是转换比，可以看出提出的转换器在2个模式的转换过程中很平滑，没有出现明显内部震荡。

图6 提出的降压升压转换器的电压转换比

如果转换器出现内部振荡，需采用文献［14］中详述的方法衰减振荡。本文利用阻尼网络减弱此特性。阻尼网络包含串联的电容器和电阻器，以减弱输入电压出现的巨大变化。

阻尼网络元件评估的最终方程式如下所示:

假设阻尼电容器电压Vcd的某些纹波波形呈三角形，可运用下列表达式评估阻尼电阻器的功耗:

3 效率分析

为评估本文提出的转换器的效率，须计算出所有元件的功耗。功耗通常分为两大类，即:导通损耗和开关损耗。这些损耗与升压模式下的开关1、2以及降压模式下的开关3、4有关。由于电容器的电压纹波较小，可忽略等效串联电阻的功耗。基于同样的原因，也可忽略肖特基二极管的开关功耗［13］。在两种运行模式下，下列表示功耗的表达式有效:

式中，PLoss，cond表示总传导功率损耗，PLoss，SwQx表示总的开关功率损耗，Ron表示导通开关电阻。因此，

根据表1列出的参数值，可计算出不同输入电压以及输出电流(本文的固定输出电压为36 V)的效率。

表1 开关以及二极管的参数值

图7是2种不同输出电流条件下，转换器的效率对比曲线。输入电压的变化范围为26 V～43 V。从图7中可明显看出，对于2种不同的电流而言，边界点处(Vg=Vout)的效率最大。原因在于，在边界点上，只有降压级开关处于导通状态，开关未产生功耗。

图7 Vout=36 V时，在不同输出电流电平条件下，随着输入电压变化的转换效率

从图7中可以看出，相较于文献［12］提出的电路结构，本文提出的转换器在效率方面表现更好，原因在于开关的电压应力较低，所以，开关的利用率较高，效率也就较高，当Iout=6 A时，转换效率最高达到96.2%。

4 实验结果

本文提出的转换器被设计用于电压调节系统，当输入电压的变化范围为26 V～43 V时，经过调节的输出电压约为36 V。对应于3.6Ω的负载电阻，最大输出功率为360 W。运用式(4)后，可看出占空比的范围为:0＜D12＜0.277 7和0.837＜D34＜1。开关频率为50 kHz，电感器电流纹波、接口电容器电压Vc1纹波以及输出电容器电压Vc2纹波分别为1.5 A、2 V以及0.2 V。

测试实验使用加拿大巴拉德公司生产的“FCgen 1020ACS”燃料电池，输出电压约为36 V，以便向蓄电池组充电。燃料电池输入电压的变化范围为26 V～43 V，表2列出了提出转换器的组件以其数值。

表2 本文提出的转换器的元件参数

图8是提出转换器的样机，控制器采用ATMEGA16L微控制器。实验波形呈现了两种模式下转换器的稳态运行:在满载条件下，升压模式下的输入电压为26 V，降压模式下的输入按压为43 V。需要注意的是，由于篇幅限制，提出转换器的动态特性将在后续研究中分析。

图8 提出的转换器样机

图9是升压模式下的总输入电流纹波和电感器电流纹波。如图9所示，i1和i2分别等于iLm1+iL1等于iLm2+iL2。输入电感器的最大纹波为1.3 A(9.4%)。考虑到应用需求，选择最大输入电流纹波百分比作为评估不同转换器电路结构的标准。表3是不同转换器电路结构的最大输入电流纹波，可以证明本文提出的转换器的优越性，最大输入电流纹波百分比仅为9.4%。

图9 升压模式下的输入电流纹波和输入电感器电流纹波

表3 电流纹波的对比

图10是升压模式下的接口电容器纹波以及输出电压。最大的接口电容器纹波以及输出电容器电压分别限于2.15 V和0.25 V。

图10 升压模式下的电容器电压纹波

对于转换系统来说，能量转换效率十分重要。第4节论述了计算的效率。在实验中同样也获得了效率示踪，如图11所示。从图11(a)中可看出，在升压以及高压运行模式下均可获得最大效率。当输入电压接近36 V时，在所有电流条件下，均可获得在不同输出电流下，随着输入电压变化得出的能量转换效率，如见图11(b)，原因在于降压开关会长期处于接通状态，而升压开关会处于闭合状态，在这种情况下，仅仅会出现导通功率损耗。如图7所示，图11(b)中的结果从实验上验证了其具有较高的效率。实际上，文中解决方案的主要创新就在于效率较高，元件电压应力较低。

图11 在不同输入电压下，随输出、输入电流变化的能量转换效率

5 结论

本文提出了一种新型同相降压升压直流—直流转换器。利用接口电容器终端的阻尼网络，完成了对交错并联磁耦合升压降压的级联连接。详细探讨了提出转换器的稳态运行，并且推导除了连续导通模式的模型方程式。模拟结果以及实验结果均证实了，相比其他类似转换器，提出的转换器具有更好的性能，其中包括效率较高、I/O电流纹波较低。虽然相较于某些常规拓扑结构，本文提出的转换器的零件数量更多。但是，转换器的可靠性更强、性能更好、元件更小。此外，开关的利用率越高，开关的额定电压以及电流会越小。

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王琳娜(1978-)，女，汉族，河南南阳人，硕士研究生，讲师，主要研究领域为应用电子技术，wanglnprotel@126.com;

张景璐(1969-)，女，汉族，辽宁建昌人，硕士研究生，副教授，主要研究方向为嵌入式系统;

马蕾(1979-)，女，汉族，天津人，本科，硕士，副教授，主要研究方向为计算机应用。

A novel Interleaved Non-Inverting Buck Boost DC/DC Converter

WANG Linna，ZHANG Jinglu*，MA Lei

(Electronic information Engineering College，Beijing Polytechnic，Beijing 100176，China)

In order to effectively reduce the current ripple and improve the efficiency of the converter，a novel interleaved non-inverting buck boost DC/DC converter is proposed.The proposed structure reduces the voltage stress of the switches，the internal voltage oscillation and the I/O current ripple，and improves the efficiency of the converter by using the input/output(I/O)magnetic coupling interleaving and damping network technology.By using the state space averagingmethod，the steady state operation of the converter is analyzed in the continuous conduction mode，and its advantages are proved theoretically.Prototype of the power is set to 360W，output voltage is36 V，the simulation results and experimental results show that when the output current is 6 A，the maximum conversion efficiency reaches 96%，maximum input current ripple percentage is only 9.4%.Compared to other similar converters，the proposed converter has the advantage of higher efficiency and lower I/O current ripple.

non-inverting buck boost DC/DC converter;interleaved;low ripple current;damping network

C:1256H

10.3969/j.issn.1005－9490.2017.01.047

TN464.4

:A

:1005－9490(2017)01－0249－07

2016-01-27修改日期:2016-02-25