小型双频圆极化贴片天线

刘 江， 张文梅， 韩丽萍， 陈新伟

(山西大学 物理电子工程学院， 山西 太原 030006)

小型双频圆极化贴片天线

刘 江， 张文梅， 韩丽萍， 陈新伟

(山西大学 物理电子工程学院， 山西 太原 030006)

本文提出了一种新型的小型双频圆极化贴片天线. 通过在矩形贴片各边加载矩形槽产生扰动， 在2.45 GHz和5.04 GHz频段内实现了圆极化性能， 并通过调节各矩形槽的长度， 实现阻抗带宽与3 dB轴比带宽的匹配. 天线采用同轴馈电， 尺寸为0.218λ0× 0.211λ0× 0.013λ0(λ0为2.45 GHz的自由空间波长). 实测结果表明： 天线圆极化工作带宽为1.26% (2.445～2.476 GHz)， 0.92% (5.013～5.059 GHz)， 各频段内的峰值增益分别为1.25 dBi和1.32 dBi. 实测与仿真结果基本一致.

双频段天线； 小型天线； 贴片矩形槽； 圆极化贴片天线

0 引 言

随着现代通信技术应用的发展， 圆极化天线的小型化， 多频段， 宽频带技术逐渐备受关注. 目前， 国内外有多种实现多频圆极化的方法：① 引入不对称干扰：文献[1]通过在贴片边缘和内部引入分形结构实现三频圆极化； ② 采用多馈技术[2]， 即引入多个不同初相位的馈电点激励圆极化波实现双频圆极化性能； (3)利用多层堆叠结构， 如文献[3-5]利用堆叠结构， 通过独立调节各层辐射贴片尺寸可实现任意频率比的双频圆极化辐射； ④ 采用单层多模嵌套， 在圆形贴片中加载圆环窄缝[6]、 L型金属条带[7]、 十字交叉状窄缝[8]实现了双模谐振， 并在窄缝上加以枝节进行匹配， 将这两个模式转化为正交简并模， 实现了双频圆极化辐射； ⑤ 采用单极子结构， 文献[9]利用矩形单极子和加载有L型槽的缺陷地实现多谐振， 文献[10]利用互补金属结构将半圆形单极子和地相连产生双频圆极化性能. 以上方法天线结构复杂， 剖面较高， 且不同工作模式的贴片匹配较为困难， 因此本文提出了一种低剖面、 结构简单的天线设计.

本文设计的小型双频圆极化天线， 以贴片天线为基础， 利用在矩形贴片边缘加载长度不一的矩形槽产生不对称扰动， 分别在2.45 GHz和5.04 GHz频段内激励起一对相位差为90°线极化波， 实现了双频圆极化性能； 同时， 通过改变矩形槽的长度补偿了贴片非对称结构而引起的阻抗失配. 最终实现的圆极化工作频率段为2.445～2.476 GHz和5.019～5.058 GHz， 各频段内最大增益分别为1.25 dBi和1.34 dBi.

1 天线设计

本文设计的天线结构如图 1 所示， 天线印刷在厚度为1.6 mm， 相对介电常数为4.4的FR4介质板上. 介质板上层为矩形贴片天线， 长宽分别为W，L， 馈电点位于矩形贴片的对角线上， 在矩形贴片各边分别加载了大小不一的矩形槽R1，R2，R3，R4； 介质板下层为接地板. 同轴馈电线具有50 Ω 特性阻抗. 图 2 为天线实物图， 优化后的天线各参数的值如表 1 所示.

表 1 天线的优化尺寸

图 1 天线结构图Fig.1 The structure of the antenna

图 2 天线实物图Fig.2 The photos of the antenna

2 天线参数分析

分析矩形槽的长度对天线阻抗带宽和轴比的影响： 当某一矩形槽长度变化时， 其余参数保持不变. 图 3 给出了矩形槽R1的长度l1对天线轴比和S11的影响. 在图3 (a)中， 当贴片未加入矩形槽R1时， 在2.45 GHz频段内的轴比大于3 dB； 而加入矩形槽R1后， 2.45 GHz频段内轴比下降到3 dB以下， 随着l1从0.9 mm增加到2.9mm， 其轴比中心频率逐渐向2.45 GHz处偏移； 在5.04 GHz频段内轴比带宽随着l1增加而逐渐减小. 在图3 (b)中， 当贴片未加入矩形槽R1时， 阻抗带宽较窄， 两频段带宽分别为81 MHz (2.390～2.471 GHz)和103 MHz (5.051～5.154 GHz)， 而加入矩形槽R1后， 天线阻抗带宽明显增加， 随着l1从0.9 mm增加到2.9 mm， 阻抗带宽达到最宽， 两频段分别为136 MHz (2.390～2.526 GHz)和161 MHz (4.991～5.152 GHz). 为实现两频段较好的圆极化性能， 将l1优化为2.97mm.

图 3 参数l1对天线性能的影响 Fig.3 The effect of parameter l1 on antenna performance

图 4 给出了矩形槽R2的长度l2对天线S11和轴比的影响. 在图4 (a)中， 当贴片未加入矩形槽R2前， 在2.45 GHz和5.04 GHz频段内轴比带宽较窄， 分别为23 MHz (2.460～2.483 GHz)和27 MHz (5.022～5.049 GHz)， 当加入矩形槽R2后， 随着l2从0.9 mm增加到2.9 mm， 2.45 GHz频段内轴比中心频率逐渐减小到2.46 GHz， 轴比带宽增大到35MHz (2.453～2.488 GHz)； 在5.04 GHz频段内， 当l2从0.9 mm增加到2.9 mm后， 轴比才低于3 dB， 此时轴比带宽为41 MHz (5.013～5.065 GHz)， 为改善两频段轴比带宽将l2优化为2.92mm. 由图4 (b)可看出， 当加入矩形槽R2后， 对两频段阻抗带宽影响较小.

图 4 参数l2对天线性能的影响Fig.4 The effect of parameter l2 on antenna performance

图 5 给出了矩形槽R3的长度l3对天线S11和轴比的影响.

图 5 参数l3对天线性能的影响Fig.5 The effect of parameter l3 on antenna performance

在图5 (a)中， 当贴片未加入矩形槽R3前， 2.45 GHz 频段和5.04 GHz频段内轴比普遍大于10 dB， 当加入R3后， 两频段内轴比均下降到3 dB以下， 并且， 随着l3从1.7 mm增加到3.7 mm， 2.45 GHz频段内轴比带宽逐渐增加， 5.04 GHz频段内轴比中心频率降低， 在l3=3.7 mm时， 获得的最大轴比带宽为33 MHz (2.448～2.481 GHz)和41 MHz (5.019～5.058 GHz). 同时， 由图5 (b)可知， 当贴片未加入矩形槽R3前， 两频段阻抗带宽分别为93 MHz (2.582～2.675 GHz)， 119 MHz (5.034～5.153 GHz)； 当加入R3后， 随着l3从1.7 mm增加到3.7 mm， 2.45 GHz 频段内的两谐振点逐渐靠近， 阻抗带宽展宽， 5.04 GHz频段内谐振点逐渐减小， 当l3为3.7 mm时， 两频段匹配较好， 带宽分别为127 MHz (2.396～2.523 GHz)， 162 MHz (4.961～5.123 GHz). 为实现圆极化工作频段最大化，l3优化为 3.7 mm.

图 6 给出了矩形槽R4的长度l4对天线S11和轴比的影响. 在图6 (a)中， 当贴片未加入矩形槽R4前， 天线在2.45 GHz频段和5.04 GHz频段内轴比均大于3 dB， 而加入R4后， 两频段轴比开始低于3 dB：当l4从6.9 mm增加到8.9 mm时， 2.45 GHz频段轴比带宽逐渐减少， 且中心频率由2.45 GHz向低频率偏移； 在5.04 GHz频段内， 随着l4增加其轴比中心频率亦逐渐降低， 在l4为6.9 mm时， 轴比带宽较宽， 为41 MHz (5.013～5.065 GHz). 从图6 (b)可看出， 在贴片未加入矩形槽R4前， 2.45 GHz频段附近有两个谐振点， 分别为2.43 GHz和2.56 GHz， 5.04 GHz频段阻抗带宽较大， 为178 MHz (4.971～5.149 GHz)； 当加入R4后， 随着l4从6.9 mm增加到8.9 mm， 2.45 GHz频段的两个谐振点逐渐逼近， 在l4为6.9 mm时阻抗带宽达到最宽， 即127 MHz (2.396～2.523 GHz)， 而5.04 GHz频段内-10 dB带宽逐渐减小， 在l4为8.9 mm时， 阻抗带宽为84 MHz (5.029～5.115 GHz). 因此， 综合考虑两个频段，l4优化为6.92mm.

图 6 参数l4对天线性能的影响Fig.6 The effect of parameter l4 on antenna performance

3 仿真与测试结果分析

图 7 为仿真与测量的S11. 由图 7 可知， 仿真的天线在两个频段的阻抗带宽分别为127 MHz (2.396～2.523 GHz)， 162 MHz (4.961～5.123 GHz)， 相对阻抗带宽分别为5.18%， 3.21%； 实测的天线阻抗带宽为136 MHz(2.391～2.527 GHz)， 159 MHz (4.963～5.122 GHz)， 相对带宽为5.55%、 3.15%. 另外， 在2.45 GHz频段内的谐振点发生了偏移， 由2.45 GHz减小到了2.40 GHz， 这可能是由于馈电点的焊接偏移所致.

图 8 为天线的增益和3 dB轴比仿真与实测结果， 从图 8 中可知， 两频段内的实测增益略高于仿真结果， 各频段内的实测增益范围为0.60～1.25 dBi， 0.55～1.34 dBi； 在两频段内实测的3 dB轴比带宽与仿真结果基本相同， 分别为31 MHz(2.445～2.476 GHz)， 46 MHz (5.013～5.059 GHz)， 相对轴比带宽为1.26%， 0.92%.

图 9, 图 10 分别给出了天线在2.45 GHz与5.04 GHz的归一化圆极化辐射方向图， 由图 9， 图 10 可知， 天线在两频段内实现的都是右旋圆极化， 实测与仿真结果比较一致， 其中在2.45 GHz主辐射方向为z轴正方向， 5.04 GHz的主辐射方向为θ=-30°，φ=0°. 另外， 由图 9 可知， 在2.45 GHz，XOZ面与YOZ面3 dB轴比波束宽分别为126°和94°； 由图 10 可知， 在5.04 GHz，XOZ面与θ=-30°面3 dB 轴比波束宽分别为46°和128°.

图 7 仿真与测量的S11Fig.7 Measured and simulated result of the S11

图 8 仿真与测量的增益和轴比Fig.8 Measured and simulated result of the Gain and AR

图 9 仿真与测量的天线在2.45 GHz方向图Fig.9 Measured and simulated radiation patterns at 2.45 GHz

图 10 仿真与测量的天线在5.04 GHz方向图Fig.10 Measured and simulated radiation patterns at 5.04 GHz

表 2 给出了本文天线和其他双频圆极化天线的比较. 从表 2 中可以看出， 本文设计的天线结构简单， 体积较小， 加工制作简单.

表 2 本文天线与其他双频圆极化天线性能比较

4 结 论

本文提出了一种新型的小型双频圆极化天线设计. 该天线利用在矩形贴片边缘加载长度不一的矩形槽产生不对称扰动， 分别在2.45 GHz和5.04 GHz频段内激励起一对相位差为90°线极化波， 实现了双频圆极化性能； 同时， 通过改变矩形槽的长度补偿了由于贴片非对称结构而引起的阻抗失配. 经实际测量， 天线最终实现的圆极化工作频段为2.445～2.476 GHz和5.019～5.058 GHz， 各频段内最大增益分别为1.25 dBi和1.34 dBi.

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Compact Dual-Band Circularly Polarized Patch Antenna

LIU Jiang, ZHANG Wenmei, HAN Liping, CHEN Xinwei

(College of Physics and Electronic Engineering, Shanxi University, Taiyuan 030006, China)

By loading rectangular slots at each edge of the rectangular patch for generating perturbation, the circular polarization was achieved in 2.45 GHz and 5.04 GHz bands, respectively. Also, by adjusting the length of each rectangular slot, impedance and width was matched with the3-dB axial ratio band width. The size of antenna , which is feed by coaxial, is 0.218λ0×0.211λ0×0.013λ0(λ0is the wavelength at 2.45 GHz in free space). Measured results show that the circular polarization operating bandwidth of the antenna are 1.26% (2.445～2.476 GHz), 0.92% (5.013～5.059 GHz), and the peak gain in two frequency bands are 1.25 dBi and 1.32 dBi, respectively. The measured results are in close agreement with the simulation results.

dual band antenna; compact antenna; patch rectangular slot; circular polarization patch antenna

2016-11-19

刘 江(1993-)， 男， 硕士生， 主要从事射频与微波通信等研究.

1671-7449(2017)04-0324-06

TN821+.1

A

10.3969/j.issn.1671-7449.2017.04.008