大功率储能型有源箝位反激变换器的研究

王云涛　杨文荣　鲁兵　喻志森　刘江华

摘要：本设计主要适用于蓄电池与逆变器直流母线之间的变换器，接受逆变器的调度，实现蓄电池的充、放电功能。主要分析了输入（或输出）300V，输出（或输入）48V的有源箝位双向反激DC-DC变换器的电路设计原理，阐述了能量正向传递时的工作过程，并对主电路参数进行设计计算。通过搭建模型进行仿真，得出工作过程波形。通过实验验证了理论与仿真的正确性，以及实现了该反激变换器的主开关管的零电压开通（Zero Voltage Switch，ZVS）。

关键词：有源箝位；DC-DC；反激变换器

DIO：10.3969/j.issn.1005-5517.2017.2.015

引言

独立风能、太阳能发电系统受天气影响很大，输出功率不稳定，所以，迫切需要配置储能系统来保证系统供电的可靠性和连续性。双向DC-DC变换器可实现发电系统能量与蓄电池能量的双向传递。双向DC-DC变换器朝着高频性、高可靠性、高效率、小型轻量化和高性能的方向发展。传统的双向DC-DC变换器工作在硬开关状态，开关损耗大、可靠性低，解决问题的最佳方式是采用软开关技术。有源箝位双向DC-DC反激变换器可以实现变压器漏感能量的吸收、开关管的关断电压抑制，以及实现开关管的ZVS等功能。此外，在双向反激变换器中采用有源箝位技术，未增加电路控制的复杂程度，是双向反激电路实现电压箝位和软开关的首选技术。

本文主要对双向反激变换器的有源箝位变换器的工作原理和軟开关技术进行了分析。

1 电路拓扑与工作模态分析

1.1 电路拓扑

有源箝位双向反激直流变换器的电路拓扑如图1所示。该拓扑结构是以基本双向反激变换器隔离变压器为基础，在隔离变压器两侧添加有源箝位电路形成的。

其中，U_in、U_out为输入输出电压；激磁电感L.和理想变压器T_x组成反激变压器；L_r1、L_r2为变压器一次侧漏感和二次侧漏感；C_r1、C_r2分别为主开关管S₁、S₂的结电容；C_c1、C_c2分别为箝位电容，与箝位开关管S₃、S₄串联组成箝位电路。

在发电系统能量与蓄电池能量的双向传递过程中，大部分时间工作在能量的正向传递过程，所以，以向蓄电池充电的方向为正。

1.2 工作模态分析

进入稳态工作后，以开关管S₁和S₄的开通为起点。一个周期由十个模态组成，运用十个区间来分析变换器的工作过程，每个区间的参数波形变化如图2所示。

在模态分析之前，需进行假设：分析开始时，变换器进入了稳定工作状态，激励电感L_m上的电流恒为正；箝位电容C_c1和C_c2非常大，开关过程中其两端电压近似不变；电感L_r上储存能量足够大，能够实现开关管S₁的零电压导通；电感L_r1、L_r2之值远小于激磁电感值L_m（L_r约为5%～10%的L_m）；箝位电容C_c1与电感L₁谐振周期要满足关系式：。

（1）

t₁-t₂：在t₁时刻，开关管S₁和S₄关断，原边电流给S₁的输出电容C_r1充电，变压器开始放电，副边电流反向给S₂的输出电容C_r2放电，这个模态时间很短，所以可以近似认为C_r1的电压线性增加，C_r2上的电压线性减小。

t₂～t₃：当C_r1电压充电至U_in+U_c1时，原边辅助箝位开关管S₃的体二极管导通，原边电流开始给箝位电容C_c1和输出电容C_r1充电，由于C_c1比C_r1大很多，忽略对C_r1的充电。当S₃的体二极管导通时，开关管S₃的漏源电压UDS被箝位在一个负的体二极管导通电压上，此期间开关管S₃开通，可实现S₃的零电压开通。这期间C_c1两端的电压上升，C_r2的电压减小。

t₃-t₄：在t₃时刻，当U_c1被充电至U_in+U_c1，时，副边开关管S₂的体二极管导通，则S₂的UDS被箝位在体二极管的导通电压上，此期间开通S₂，可以实现S₂的零电压开通。

t₄-t₅：在t₄时刻，开关管S₂和S₃零电压开通，则副边电流从箝位开关管S₂的体二极管转移至导电沟道上，S₂同步整流。激磁电感电流L_m线性减小，箝位电容C_c1和电感L_r1发生谐振，电感L_r1电流线性减小，箝位电容C_c1的电压增大，因为C_c1电容很大，所以谐振过程中电压近似不变。S₁两端电压被箝位在U₁+U_Cc1。

（2）

t₅-t₆：t₅时刻，开关管S₂和S₃断开，电感L_r1被输出电容C_r1充电，副边电流方向不变，开关管S₂的体二极管续流。

t₆～t₇：t₆时刻，原边输出电容C_r1的电压降为0，之后S₁的体二极管导通，原边开关管S₁的漏源电压U_DS被箝位在一个负的体二极管导通的压降值上，原边上的电感L_r1上的反向电流线性减小，副边电感L_r2电流线性减小。

t₇～t₈：t₇时刻起，原边开关管S₁零电压开通，变压器原、副边继续换流。当电感L_r1电流i_r1和激磁电流i_m相等时，换流结束，S₂的体二极管出现反向恢复电流。

t₈～t₉：这个模态期间，S₂的體二极管反向截止，副边电流给输出电容C_r2充电。

t₉～t₁₀：t₀时刻，输出电容C_r2两端电压被充电至U_c2，辅助开关管S₄的体二极管导通，继续给电感L_r2续流，在i_r2电流变为0之前开通，都可实现开关管S₄的的零电压开通。之后开始重复t₀时刻开关周期工作。

2 主要电路参数设计

2.1 零电压开通条件

要实现开关管S₁的零电压开通，必须使其在t₆-t₇之间开通。在t₇时刻，电感L_r1的电流变向，重新给C_r1进行充电，S₁的DS电压不再为0。因此，开关管S3关断和S1开通之间的最佳延迟时间为谐振电感L_r1和谐振电容C_r1谐振周期的四分之一，因此需要满足关系式：

（3）

此外，在开关管S₃关断时刻（t₅时刻）电感L_r1的存储能量必须足够大，能够存储C_r1上电荷的完全释放能量，因此，在该时刻满足以下能量关系：E_Lr1>E_Cr1，其中，。当电感L_r1在S₃关断时刻没有存储足够的能量，只能一定程度上降低S₁的开通损耗。

2.2 参数设计

2.2.1 主要技术设计指标

本有源箝位反激变换器的设计目标，如表1所示。

2.2.2 变压器的参数设计

变压器在有源箝位反激变换器中充当传输能量的元件，其设计思路和一般反激变换器设计思路一致。输入电压越低，占空比越大，峰值电感电流越大，所要求的励磁电感也越大，所以应在最小输入电压的条件下设计变压器的各项参数。

（1）磁芯材料

参照设计规格中的额定功率和开关频率，本次设计选用PC40磁材，该材料的主要参数如表2所示。

（2）磁芯尺寸

采用面积乘法（AP）确定磁芯尺寸，所谓的面积乘法，该变压器的设计容量为：

（4）

式中，A_e为磁芯有效面积；A_w为可绕导线窗口面积；η为电路效率；J_s为导线的电流密度，选取4A/mm²；K_m为窗口填充系数，K_m=0.2-0.3，此处选取0.25；K_f为波形系数，选取K_f=4。

根据计算结果，选取EE60磁芯，其参数如表3所示。该磁芯A_p>A_{p min}，故满足要求。

（3）初级绕组匝数

初级绕组的计算公式为：

带入已知参数，可得N_p=23.0350t，取整后，最终初级绕组匝数N_p为24t。

（4）次级绕组匝数

次级绕组的计算公式为：

式中，U_D为二极管压降，一般选取U_D=0.7。将已知参数带入，求得N_s=3.6774t，取整，次级匝数N_s为4t。

2.2.3 电路参数设计

（1）占空比

在变压器的原、副边交替互补导通的情况下，只存在电流连续模式。在连续模式中，根据伏秒平衡得式（5），联立式（5）和式（6）即可得出正向工作时的占空比取值范围为0.37～0.49。

5）

（6）

（2）原边激磁电感L_m

变换器在充、放电工作过程中，必须保证激磁电感电流i_m恒为正值，激磁电感L_m需满足关系式（7），副边激磁电感为。

（7）

（3）原边串联电感L_r1

根据2.1提到的零电压开通条件可知，电感L_r1的存储能量必须足够大，能够存储电容C_r1釋放的能量，所以满足式（8），同理可求副边串联电感L_r2。

（8）

（4）原边箝位电容C_c1

箝位电容的数值设计主要基于反激变压器的漏感值，箝位电容与漏感组成的谐振网络，其谐振周期的一半应大于开关管S₁的最大关断时间，即满足式（9），原副边拓扑结构对称，同理可得副边箝位电容C_c2

3 工作波形仿真与实验

3.1 工作波形仿真

本文使用PSI M软件，对所设计的有源箝位双向反激变化器进行仿真实验，仿真参数见表1。此外，变压器采用EE60磁芯，原边电感L_m=350“H，变压器匝数比N=6：1，原副边谐振电感为L_r1=30μH、L_r2=0.1μH，原副边箝位电容为C_c1=0.22μF、C_c2=6.6μF。通过仿真，得到正向传递时的工作波形，如图3所示。仿真结果与理论分析基本保持一致。

3.2 实验结果

结合上述分析，研制了实验样机，如图4所示。

（1）电路工作在满载情况时

蓄电池端充、放电的电流波形如图5所示。在图5中，I_S2为蓄电池上的充电电流，通过霍尔传感器转化成电压形式，测量电压1 V则相当于此时产生电流为20A。由图可知，蓄电池上的电流为25A。图5a为反激变换器初级侧电流，该变换器工作在连续模式下，并在开关管开通和关断瞬间，电流产生波动。图5b为工作在充电过程中（正方向），流经蓄电池的电流随开关管动作的变化，图5c为放电过程中的变化。当开关管开通或关断的瞬间，开关的切换会对高压探头表笔产生干扰，蓄电池充电电流出现波动起伏，呈衰减趋势，逐渐趋于稳定状态。

（2）软开关的实现

如图6所示，U_S1为主开关管S₁的驱动电压，U_DS为S₁的DS电压。U_S2为主开关管S₂的驱动电压，UDS为S₂的DS电压。在S₁、S₂的开通信号到来之前，开关管DS之间的电压下降至零附近，开关管开通的电压基本没有波动，说明在满载情况下，很好地实现了ZVS。

4 结论

为研究适用于大功率储能型逆变器的DC-DC变换器的工作过程，对双向有源箝位反激变化器的拓扑结构与工作原理进行了详细分析。在普通双向反激变换器的基础上，增加有源箝位电路能够充分利用漏感能量，能够降低功率开关管的电压应力和损耗。本文通过仿真和实验验证了该有源箝位反激变换器的工作过程理论分析的正确性以及实现软开关的可行性，能够适用于大功率场合。