基于DSP的1 kW光伏并网逆变器设计

焦静静， 康明才， 张兰红

(1. 南京理工大学 电子工程与光电技术学院， 南京 210094；2. 盐城工学院 电气工程学院， 江苏 盐城 224003)

基于DSP的1 kW光伏并网逆变器设计

焦静静1,2， 康明才1， 张兰红2

(1. 南京理工大学 电子工程与光电技术学院， 南京 210094；2. 盐城工学院 电气工程学院， 江苏 盐城 224003)

提出了一种以DSP28335为主控核心的1 kW光伏并网逆变器设计方案，逆变器采用两级式拓扑结构进行DC/AC转换，其中前级采用非隔离型耦合电感式倍压Boost变换器，该结构电压增益高且电路损耗小。对逆变器基于PI调节的双闭环控制策略进行了说明,并介绍了硬件电路以及软件的设计过程。实验结果验证了设计参数和控制方法的正确性与可靠性。

光伏逆变器； 耦合电感； 双闭环； 数字信号处理器

0 引 言

随着经济不断发展，太阳能作为洁净能源并网发电技术成为现阶段研究热点[1]。由于分布式逆变器光伏组件少，通常采用两级式拓扑结构将低压直流转换为与电网同频同相的交流电。考虑到逆变器成本以及系统复杂度，本文采用一种非隔离型耦合电感式倍压Boost变换器将低压直流转换为高压直流，相对传统boost拓扑结构，避免了开关管工作在极限占空比下，提高了电压增益和效率并降低了功率器件的损耗[2]。后级采用全桥逆变电路，滤波电路采用LC滤波方式。控制环节采用基于PI调节的双闭环电压电流瞬时值控制，该控制方式实现简单、动态响应快、跟踪性能良好[3-5]。本文介绍了并网逆变器主电路和控制电路的硬、软件设计过程，搭建了一台以DSP为控制核心的1 kW实验样机。实验结果证明了该并网逆变器满足设计指标，具有一定的实用价值和推广价值。

1 逆变器总体设计

逆变器从整体结构上可以分为主电路和控制电路两部分。主电路包括DC/DC升压电路、DC/AC逆变电路、LC滤波电路以及并网开关电路。光伏阵列通过DC/DC升压电路将48 V低压直流转换为380 V高压直流，再对高压直流进行逆变滤波得到交流电。控制电路通过对主电路信号检测产生PWM脉冲驱动功率开关管，滤波得到与电网同压同频同相的交流电输送给公共电网。逆变器的总体设计框图如图1所示。

图1 逆变器总体设计框图

2 主电路设计

逆变器主电路拓扑结构如图2所示。图中：Ui为直流侧输入电压；Uo为直流侧输出电压；L1与L2分别为耦合电感的原边和副边，副边与原边的匝数比为N；D1为箝位二极管；D2为倍压二极管；D3为续流二极管；C1为箝位电容；C2为倍压电容；C3为支撑电容；S和T1～T4为功率开关管；L1为滤波电感；C4为滤波电容。

图2 主电路拓扑结构

主电路的设计指标如下：直流输入电压(48±4)V；直流输出电压(380±4)V；交流输出电压220 V；交流频率50 Hz；额定功率1 kW；额定输出电流4.5 A；前级开关频率100 kHz；后级开关频率20 kHz；前级变换效率>90%；后级变换效率>95%。根据上述指标，对主电路的耦合电感、二极管、升压侧电容、滤波电路以及功率管的选取进行参数设计。

2.1 耦合电感的设计

前级采用基于耦合电感倍压单元Boost变换器，该变换器在传统Boost的电路结构基础上引入了耦合电感、无源箝位结构以及倍压单元，该变换器的升压电路增益为

(1)

式中，D为开关管S的占空比。

前级升压电路工作占空比一般选0.5左右，根据式(1)可得耦合电感的匝数比为

耦合电感原边L1的平均电流为

(2)

式中:P0为额定功率；η1为前级变换效率。

电感纹波电流ΔIL1一般为平均电流的40%，即电流纹波率λ取0.4。当开关管S开通时，电感L1两端电压即为输入电压，则电感为

(3)

式中,fs为前级开关频率。

由于电感与匝比的平方成正比,则副边电感为

L2=N2L1=2.962×25.92≈227.1 μm

(4)

考虑到实际绕制，耦合电感的磁性选用铁硅镍，原边选择直径2 mm的漆包线两根并绕，副边选择直径1 mm的漆包线绕制，前级电感为26 μH,后级电感为227 μH。

2.2 二极管的选取

忽略箝位电容C1上的纹波影响，箝位二极管D1的所承受的最大反向电压为

(5)

二极管D2和D3所承受的最大反向电压相同,即

(6)

由于1个周期内电容的平均电流为0，所有二极管的电流平均值在1个周期内都等于输出电流,则二极管D1、D2和D3的最大反向电流为

(7)

根据二极管的电压电流应力，箝位二极管D1选择快恢复二极管MUR1520，耐压值为200 V，耐流值为15 A，倍压二极管D2和输出二极管D3选择MUR1560，耐压值为600 V，耐流值为15 A。

2.3 升压侧电容设计

箝位电容C1与倍压电容C2的选取主要考虑将其纹波限制在一定的范围内，电容值、输出功率、输出电压以及纹波电压的关系为

(8)

式中,ΔUC为电容上的电压纹波。ΔUf一般小于5 V，根据式(8)可得电容C1与C2至少为2.6 μF，选取10 μF/250 V聚丙烯电容。

支撑电容C1连接着升压侧和逆变侧两级，当交流输出电流小于直流输入时，一部分电荷将存储到支撑电容上；当交流输出电流大于直流输入时，释放支撑电容上存储的电荷；当交流输出电流等于直流输入时，支撑电容存储的电荷量最多[6-7]。

电容存储的电荷量Q可以积分计算得到：

(9)

式中,ω为交流侧输出电流角频率。

支撑电容纹波一般取直流侧电压的10%，电容电荷量与电容纹波的关系为

(10)

综合电容体积、成本及动态反应特性等因素，支撑电容C1选取450 V/1 mF铝电解电容。

2.4 滤波电路的设计

LC滤波器的转折频率fn一般为开关频率的1/10，则转折频率fi(kHz)为[8]

(11)

式中:fi为后级开关频率。

滤波电感L3与电感纹波电流有关，其关系式为

(12)

式中：uo(t)表示交流电压瞬时值;D(t)为此时的占空比，值为D(t)/fi。

当uo(t)=D(t)/fi时，电流纹波ΔL3(max)最大，又根据电感纹波电流一般为平均电流的40%，可以得出滤波电容L1的电感满足如 下关系：

(13)

根据式(12)可以得到滤波电容为

(14)

综合体积、成本以及电网电压波动等因素，选取滤波电感L3=5 mH，滤波电容C4=2.2 μF。

2.5 开关管的选取

前级升压电路开关管S的最大电流Is与耦合电感原边的峰值电流相同，开关管S的最大正向电流为：

(15)

开关管S承受的最大电压与箝位二极管D1的反向电压相同，选用型号为IRFP4227的MOS管,耐压值为200 V，耐流值为130 A。

(16)

式中,fo为基波频率。

滤波电感电流等于电容电流与负载电流之和，则滤波电感电流为

(17)

根据式(17)可得滤波电感电流的最大值为6.45 A，流经功率开关管的电流等于滤波电感电流，全桥逆变电路功率开关管T1～T4选用IRFP460，耐压值为500 V，耐流值为20 A。

3 控制系统设计

采用电压外环电流内环的双闭环控制策略，直流侧电压与电压基准值的误差经过PI调节后得到电流矫正值ΔI，功率计算得到的电流值Iw加上电流矫正值得到并网电流的基准幅值Iref，锁相环得到的电网电压频率相位sin(ωt+θ)与基准幅值相乘则是瞬时参考电流Iref，电感电流与参考电流经过PI调节后加上电网电压与三角波作比较输出spwm信号驱动功率管开关实现逆变过程。控制系统结构如图3所示。

图3 控制系统结构

3.1 控制芯片的选取

控制系统的芯片采用TI公司的TMS320F28335DSP，该数字芯片具有150 MHz的高速处理能力以及32位浮点处理单元，节省了代码执行时间和存储空间。同时该芯片具备18路的脉宽调制、12位16通道的模数转换器ADC、6组脉冲捕获、88个通用输入/输出I/O端口、3路串行通信接口等模块，完全可以满足逆变器的功能实现。

3.2 PWM驱动电路设计

驱动电路的目的是将DSP输出的驱动信号转换为开关管开通或关断所需的信号。采用基于IR2110自举电路，相对传统驱动电路每个开关管需要一组独立电源，该电路结构只需一路电源即可同时驱动上下桥臂，降低了产品成本，并且提高了系统的可靠性[10]。PWM驱动电路设计如图4所示。

图4 PWM驱动电路设计

3.3 信号采集与调理电路设计

采样电路包括电压信号、电流信号以及频率信号的采集和调理。并网逆变器输出的电压电流信号经过传感器得到小电压信号，通过调理电路的放大、限幅和过零点检测传输给DSP。

图5所示为采样电压信号的调理电路，输入端in表示高电压电流经过传感器比例缩小的信号，经过电压跟随器后通过差分放大器得到输出电压为

(17)

运算放大器采用TLC2274，电压传感器选择VSM025A，DSPF28335的A/D输入范围为0～3 V，加入箝位电路以防DSP被烧坏。

图5 电压电流信号调理电路

图6所示为过零点检测电路，IN为并网电压比例缩小的信号，频率相位保持不变，经过比较器得到与信号相同频率的方波，在零点处电平跳变。

图6 过零点检测电路

3.4 总体软件设计

总体软件设计分为主程序设计和中断子程序设计。① 主程序的设计包括系统时钟设置，ePWM模块、ADC模块和eCAP模块寄存器初始化、全局常量变量参数设置以及中断配置，设置完成后等待中断产生[11-13]。② 中断子程序包括ePWM下溢中断子程序和eCAP捕获中断子程序。ePWM下溢中断子程序在ePWM模块时基计数器清零，即产生下溢中断标志位时触发中断和启动A/D转换。当A/D转换完成后，得到并网逆变器电压电流采样值，经过PI调节并加上电网电压前馈补偿后得到下一周期PWM脉冲宽度。初始输入电压过小时，为了防止过大的增益进行软启动限幅。下溢中断子程序完成后清除中断标志等待触发新一轮中断。eCAP捕获中断子程序主要完成频率跟踪和锁相的功能。过零点检测电路将逆变器输出电压与公共电网电压转换成同等频率和相位的方波，CAP1捕获逆变器转换的方波信号，CAP2捕获电网转换的方波信号，上升沿触发CAP中断后计算逆变器输出与电网的相位差值，通过不断修改载波的频率使得逆变器相位与电网相位保持一致。通过捕获CAP2相邻上升沿之间的差值来计算电网的频率，重新刷新载波频率的值，使得逆变器输出电压与电网保持同频同相。总体软件设计流程图如图7所示。

(a)

图7 总体软件设计流程图

4 实验结果

根据上述主电路与控制电路设计方案搭建了一台1 kW逆变电源实验样机。图8所示为前级输入电压U1和输出电压U2的波形。从实验波形可以看出当输入电压为48 V时，输出电压达到378 V，满足实验预先提出的设计指标。

图8 升压侧输入电压输出电压波形

图9所示为并网电压和并网电流波形。由实验波形可知，并网电压的峰值保持在310 V左右，并网电压和电流在一个周期内迅速保持同等相位， 该逆变电源可以实现较快的动态响应，证明了实验样机的可靠性和稳定性。

图9 样机输出电压电流波形

5 结 语

本文研制以DSP28335为主控核心的并网逆变电源，前级采用耦合电感式倍压单元升压拓扑结构，后级采用全桥逆变电路并通过LC型方式滤波。控制方式采用一种内外环均用PI调节的双闭环瞬时值控制，实验结果表明,该样机实现了高效率高增益的升压，交流输出波形良好，系统动态响应快，达到了和电网同频同相的功能，证明了系统设计的正确性和有效性。

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Design of 1 kW Photovoltaic Grid-connected Inverter Based on DSP

JIAOJingjing1,2，KANGMingcai1，ZHANGLanhong2

(1. School of Electronic Engineering & Photoeletric Technology, Nanjing University of Science & Technology,Nanjing 210094, China; 2. School of Electrical Engineering, Yancheng Institute of Technology,Yancheng 224003, Jiangsu， China)

A 1 kW photovoltaic grid-connected inverter which uses DSP28335 as the core processor is proposed. Two-stage topological structure is adopted for DC/AC conversion in the inverter. A non-isolated coupled inductor voltage doubler cell Boost converter is used in the pre-stage, it realizes high voltage gain and low loss of the circuit. The double closed-loop control strategy based on PI adjuster is explained. The design process of main circuit and control circuit is introduced in detail. The experiment shows that the prototype meets the proposed design criterion.

photovoltaic inverter; coupled inductor; double closed-loop; digital signal processor (DSP)

2016-05-05

焦静静(1992-)，女，江苏盐城人，硕士生，研究方向：并网逆变器。

Tel.:13770328235; E-mail: 405200720@qq.com

康明才(1962-)，男，陕西合阳人，副教授，研究方向：电能质量分析与控制。

Tel.:18936032761; E-mail: kmingcai@njust.edu.cn

TM 464

A

1006-7167(2017)02-0081-04