4 kW电动汽车车载充电机的研究与实现

刘红丽，马正来，聂鹏

（武汉理工大学自动化学院，湖北 武汉 430070）

4 kW电动汽车车载充电机的研究与实现

刘红丽，马正来，聂鹏

（武汉理工大学自动化学院，湖北 武汉 430070）

研究分析了电动汽车车载充电机的基本原理，提出了采用两级变换结构的车载充电机设计方案。前级变换器采用Boost型有源功率因数校正电路，以提高功率因数和减小总谐波失真；后级变换器采用移相全桥零电压开关逆变电路，以实现电气隔离和DC/DC转换。依据此方案设计一款4 kW车载充电机，样机测试结果表明：前级Boost型有源功率因数校正电路功率因数大于0.99，总谐波失真不超过4.5%；后级移相全桥零电压开关逆变电路满载效率大于95%，并提供宽的输出电压范围。

车载充电机；有源功率因数校正；移相全桥；零电压开关；谐波失真

随着当今高新技术的快速发展和机动车辆越来越多，能源与环境问题也越来越突出，电动汽车以优越的环保与节能特性，成为各国研究与开发的热点。然而电动汽车充电机是电动汽车研究和开发中不可或缺的一部分，其功能主要是把电网能量转化为电动汽车蓄电池可以存储的能量。然而电动汽车充电机的分类方法有很多种，总体上可以分为车载充电机与非车载充电机。车载充电机是安装在电动汽车上，采用交流电或车载电源对蓄电池组进行充电的装置；非车载充电机安装在固定公共场所，可以对多种电池进行充电，但功率、体积较大［1］。由于车载充电机是按照车载蓄电池种类进行设计的，采用结构简单、控制方便的接触式充电器，具有较强的针对性，对电动汽车实现商业化、产业化和大规模推广至关重要。因此，本文设计一款性能优越的车载充电机对电动汽车的发展具有十分重要的意义。

1 车载充电机整体设计方案

车载充电机结构框图如图1所示，车载充电系统主要包括车载充电机和蓄电池组2部分。其中，车载充电机设计时采用二级变换拓扑结构，前级AC/DC模块采用Boost型APFC有源功率因数校正，实现输入电流跟踪输入电压，提高功率因数和减小输入电流谐波对电网的影响，并为后级电路提供稳定的高压直流电；后级DC/DC模块采用隔离式移相全桥LLC逆变电路，开关器件实现零电压导通与关断，从而提高了功率变换的效率，除此之外，还为蓄电池组提供一个宽输出电压范围、低纹波等高质量的直流电。车载充电机主要由主功率、控制与保护和辅助管理3部分构成。这3个部分协调工作，实现把市电转换成满足蓄电池充电要求的稳定直流电。

图1 车载充电机结构框图Fig.1 The architecture of electric vehicles′charger

为了验证电动汽车车载充电机设计方案的合理性，以锂电池组为充电对象，设计了1台4 kW的试验样机，要求达到的性能参数如下：1）车载充电机整机参数为：额定输入电压AC 85～265 V，额定频率45～65 Hz，功率因数≥0.98，满载效率≥92%，额定功率4 kW；2）AC/DC技术参数为：工作频率60 kHz，功率因数≥0.98，满载效率≥97%，输出电压DC 380～400 V；3）DC/DC技术参数为：工作频率30 kHz，满载效率≥95%，输出电压DC 60～90 V。

2 车载充电机硬件电路设计

2.1 主功率电路设计

车载充电机的主电路如图2所示，车载充电机主功率部分主要由双向EMI，Boost型APFC电路和移相全桥ZVS主电路组成。单相输入交流电首先经过双向EMI滤波；然后在Boost型APFC电路的作用下，将AC 85～265 V的交流电整流成稳定输出的直流400 V电压，并为后级提供直流输入；最后由移相全桥LLC主电路将直流电压400 V转化成蓄电池组充电可以接受的高精度直流电压，并通过DSP控制器实现恒压限流和恒流限压的二段式充电方式。

图2 车载充电机主电路图Fig.2 The schematics of electric vehicles′charger

2.1.1 Boost型APFC电路

1）Boost型APFC电路是一种典型的前级PFC电路，其电路结构简单，元器件较少，具有总谐波失真小、高功率因数等特点，在AC/DC中被普遍采用。本文在典型PFC电路基础上，做了一些改进：1）在升压电感L之后设置了平滑电感，平滑开关器件S在关断瞬间因自身寄生电感产生Ldi/dt过电压，避免开关器件因过电压而被击穿；2）开关器件采用并联均流，减小开关器件的电流应力和降低成本；同时，为了实现车载充电机的小型化，减小电感体积与导线尺寸，这里采用60kHz工作频率。

AC/DC模块中每部分的功能为：1）为了防止充电电流过大而损害充电装置，限流熔断器设置在交流电输入端；2）双向EMI（electro-magnetic interference）抑制电路由X电容、Y电容和共模电感组成，主要为了防止电网与充电机之间的谐波相互影响；3）压敏电阻和软启动电路设置在整流桥前端，主要为了防止由自启动和雷电浪涌过电压、过电流损害后级电路；4）Boost型APFC电路设置在整流滤波电路后，该电路采用ACMC平均电流控制模式强迫输入电流跟踪输入电压，从而实现较高的功率因数和减小输入电流谐波成分，并为后级DC/DC模块提供一个稳定可靠的直流电压。

Boost型APFC电路的工作原理为：首先输入交流电源经整流桥整流滤波，接着进行基于Boost电路的DC/DC功率变换，最后通过对开关器件Q进行合理控制，实现输入电流平均值波形呈现正弦化，并使其跟踪全桥整流后的电压波形，实现高功率因数，同时维持直流输出电压稳定。在Boost型APFC电路中，为了使输入电流波形与整流桥整流后的电压波形同相位，设定控制回路内环为电流内环；为了使其输出电压稳定和纹波电压小，设定其控制回路外环为电压外环［8］。其控制功能采用电流连续型控制芯片L4981AD实现。

2.1.2 移相全桥ZVS主电路

移相全桥ZVS主电路与其他隔离型DC/DC变换器相比具有轻载下电压调节性能优异；开关器件实现零电压开关（ZVS），减小开关损耗；没有二极管反向恢复损耗；输出二极管上的电压应力低；LC滤波器设计简单等特点。

移相全桥ZVS主电路由以下几部分组成：1）直流电压源和全桥变换网络，提供一个高频交流方波电压；2）谐振电感Lr，在开关管开通时刻，谐振电感与谐振电容进行谐振，使开关管两端的电压为零，从而实现零电压开通，减少开关管开通时的开关损耗，以达到提高直流电源效率的作用；3）隔直电容Cb，抑制移相全桥变换器中高频方波电压中的直流分量，避免高频变压器磁芯饱和而导致移相全桥变换器不能正常工作；4）高频变压器，变比为K=n1/n2，其作用是电气隔离与降压；5）全波整流器，将交流方波整成直流方波；6）LC滤波器，滤除直流输出电压中的高频纹波成分，以达到提高输出电压的精度；7）双向EMI抑制器，抑制充电机与蓄电池组之间谐波的相互影响。

移相全桥ZVS主电路的控制方式为：Q1和Q2，Q3和Q4均轮流导通，各导通180°，但Q1和Q4，Q2和Q3不同时导通，Q1，Q2均在Q4，Q3之前导通，它们之间的相差的角度称为移相角α。

移相全桥ZVS主电路工作原理为：通过对开关器件Q1，Q2，Q3，Q4的控制，在A，B两点得到交流方波电压Vin，然后在高频变压器的降压与隔离后，在变压器次级得到交流方波电压Vin/K，接着再通过D1，D2组成的全波整流后，生成的直流方波电压Vin/K，最后经过LC滤波电路将直流方波电压中的高频纹波滤除，得到一个稳定的直流电压V0=DVin/K，占空比D=2Ton/Ts，Ton为导通时间，Ts为开关周期。通过调节占空比D来控制输出电压的大小。

2.2 控制及保护单元设计

控制与保护单元根据采集到的电压和电流信号对主电路中开关器件的合理控制，从而实现充电机对蓄电池组进行高效、智能的充电与保护控制。控制与保护单元主要由以下几部分组成：

1）输入交流电压电流检测与保护电路，通过电阻分压网络对输入电压、电流的有效值进行检测，并将检测信号送至APFC控制器，一旦检测到输入过电压或欠压，通过窗口比较器电路产生控制信号使APFC控制器关闭；

2）APFC电路中输出直流电压电流检测与保护电路，运用电阻分压网络对输出直流电压进行检测，由锰铜丝构成的采样电阻对Boost型APFC主电路中电感电流进行检测，并将检测信号送至APFC控制器，产生PWM波对开关器件S的进行控制，从而实现输出稳定的高压直流电；

3）DSP控制器，将采集到的输出电压、电流信号送至DSP控制器，产生相应的PWM波对全桥开关器件Q进行控制；

4）输出直流电压电流检测与保护电路，运用电阻分压网络和贴片电阻R003分别对输出电压和输出电流进行检测，并将检测信号送至DSP控制器中，一旦检测到过流信号将使DSP控制器关闭。

2.3 辅助管理单元设计

辅助管理单元主要负责整个系统本身的运行能量供给，充电机与蓄电池组BMS的通信，以及电动汽车上人机交互界面相关的显示。辅助管理单元由以下几部分组成：

1）辅助电源需要为系统提供如24 V，15 V，5 V，3.3 V，1.8 V等多种压值供电电源，为了减小成本和体积，选择控制芯片为UCC3817的Fly-back反激式拓扑结构，并工作在电流连续模式CCM；

2）CAN-BUS通信主要是充电机与BMS之间的通信，实现对BMS电池特性进行实时监测，从而选择最优的电池充电曲线，实现对电池进行高效快速充电；

3）人机交互接口，是将DSP控制器中采集的蓄电池组相关变量通过外接存储器接口外挂EEPROM实现与电动汽车上的人机交互界面连接，实现控制系统与用户之间的信息交换，提高了管理系统的适应性和可扩展性。

3 车载充电机控制系统

3.1 车载充电机的充电方式

在保证电动汽车充电快速、效率高的前提下，为了缩短研发周期与降低设计难度，本文采用两段式智能充电方法，即恒压限流和恒流限压。该方法既保留了恒压充电的快速性、高效性，又避免了初期充电电流过大和后期过冲的缺点。

3.2 移相全桥PWM产生机理

通过对移相全桥中4路PWM信号分析，选用ΤMS320F2812作为DSP控制器，因为其包含2个事件管理器A和B（EVA和EVB），且其比较单元（CMP）可产生16路PWM信号，及EVA和EVB各8路，满足移相全桥控制要求，因此本文选用其比较单元（CMP）来产生移相全桥PWM波。

图3为PWM算法流程图，通过对ΤMS320F2812中定时器/计数器（GP1）工作模式的设置，在GP1的周期中断和下溢中断中快速改变比较寄存器中的比较值，就可产生满足移相全桥控制的PWM波形。

图3 PWM算法流程图Fig.3 Flow chart of PWM algorithm

除此之外，为了避免同一桥臂上下MOS管出现“直通”短路的现象，以桥臂Q1和Q2为例进行说明。Q1中PWM1波形下降沿与Q2中PWM2波形上升沿有重叠部分，使电路短路电流过大而烧坏MOS管，为了使“直通”现象在移相全桥控制系统中不会发生，必须对同一桥臂上下PWM波的死区时间进行合理控制。

4 样机研制与测试结果

根据车载充电机的设计方案设计了1台4 kW的车载充电机进行实验验证。

在前级Boost型APFC电路中，所取得的波形如图4～图6所示。

图4 APFC输入电压电流波形Fig.4 The waveforms of input voltage and current in APFC circuit

图5 APFC输出电压波形Fig.5 The waveform of output voltage in APFC circuit

图6 APFC输出电压纹波Fig.6 The ripple waveform of output voltage in APFC circuit

由图4可知，APFC输入电压电流波形加入Boost型APFC电路后，输入电压与输入电流波形相位基本相同，功率因数达到0.99以上。在图5、图6所示的APFC输出电压及相应纹波中，输出电压稳定在395 V时，相应的纹波电压不超过8 V。并在1.5 kW和2 kW分别对Boost型APFC主电路进行转换效率和总谐波失真测量，除去电流探头泰克A622引入的谐波，转换效率超过97.2%和总谐波失真大约在4.0%，达到了实际车载充电机AC/DC模块技术参数要求，提高了功率因数，减小了电流谐波对电网的影响和输出直流电压稳定及纹波电压小。

在后级移相全桥ZVS电路中，所取得的波形如图7、图8所示。移相全桥PWM波形满足控制驱动要求和死区时间的设置得当，并且在1.5 kW，2 kW和3.9 kW分别对移相全桥ZVS主电路的转换效率进行了测量，转换效率均大于95%，实现了高效率充电。

4 kW Charger′s Research and Implementation of Electric Vehicle

LIU Hongli，MA Zhenglai，NIE Peng
（School of Automation，Wuhan University of Technology，Wuhan 430070，Hubei，China）

Through research and analysis of the basic principle for electric vehicles′charger，the design scheme of a two-stage′s structure was proposed.An boost active power factor correction（APFC）converter was employed in the first stage，in order to improve power factor（PF）and reduce total harmonic distortion（THD）.In the second stage，a phase-shift full-bridge zero voltage switch（ZVS）converter was adopted for galvanic isolation and DC/DC conversion.According to this scheme，designed a 4 kW′s car charger.The prototype test results show that the first-stage Boost APFC converter achieves a power factor higher than 0.99 and THD less than 4.5%，and the second-stage a phase-shift full-bridge ZVS converter operates with 95.4%full load efficiency and offers wide output voltage ranges.

electric vehicles′charger；active power factor correction（APFC）；phase-shift full-bridge；zero voltage switch（ZVS）；total harmonic distortion（THD）

图7 移相全桥PWM波形Fig.7 The PWM waveform of phase-shift full-bridge

TM921

A

10.19457/j.1001-2095.20170204

湖北省自然科学基金资助项目（20141j0173）

刘红丽（1968-），女，博士，副教授，Email：2814014152@qq.com