低压变频器功率单元温度波动问题研究

高成海，万健如，孙彦虎

（1.天津大学电气与自动化工程学院，天津300072；2.西门子电气传动有限公司，天津300384）

低压变频器功率单元温度波动问题研究

高成海1，万健如1，孙彦虎2

（1.天津大学电气与自动化工程学院，天津300072；2.西门子电气传动有限公司，天津300384）

为了更好地在设计和运行中使强迫风冷式低压变频器和负荷相匹配，针对影响变频器寿命的IGBT芯片的温度波动问题，在变频器功率模块热路模型基础上运用非稳态传热理论研究。结合脉宽调制特点讨论典型功耗热源的产生和计算,以及周期负荷对功率模块其他部件和芯片的不同热效应及计算。基于热膨胀原理研究芯片温度波动与变频器寿命的关系。通过研究得出温度波动与功耗脉冲周期的关系，以及作为温度波动的主要影响区段,在变频器低输出频率区间如何计算以实施降低输出电流、开关频率等应对温度波动的措施。

变频器；功率单元；温度波动；寿命；低输出频率

低压变频器功率单元IGBT的正确运行需要满足两个条件，一方面是受保护从而免于由于芯片温度TChip过高造成的瞬时毁灭性损坏；另一方面要避免过度的温度波动ΔTChip造成的寿命缩短。强迫风冷式变频器一般用以下3种不同方式对功率单元进行热监控：①输出电流由I2t计算来监控；②散热器温度是由直接的温度测量来监控的；③IGBT芯片的温度由热模型监控。虽然热模型可基于散热器的温度测量加上其他电气量,如开关频率、直流电压和输出电流来计算IGBT芯片的准确温度，但却没有持续监控温度波动。本文讨论温度波动的产生、量化计算及其对强迫风冷式变频器的影响。

1 温度波动的概念

图1所示为IGBT模块的典型结构及考虑散热器后其局部网络热路模型［1］，其中IGBT芯片由于功率损耗形成加热源，P（t）为IGBT芯片的功耗，Tj为芯片温度，Tamb为外界环境温度。IGBT芯片散发的热量逐级向外传递，基板将散发的热量转移到功率单元的散热器上。

图1 IGBT模块的结构及其局部网络热路模型Fig.1 Structure of IGBT module and the partial fraction model as thermal equivalent circuit

从芯片到IGBT模块基板的热阻抗曲线方程可以近似写为式（1）

式中：ri为热路模型各支路的热阻；τi为IGBT模块上各部件的热时间常数，τi=rici，ci为热路模型各支路的热容。

如果传递的功率损耗是已知的，假设已知基板的温度Tcase，则结温Tj可表示为

如果传递的功率损耗随时间变化，即非稳态传热，则相应产生温度变化。由于IGBT模块的机械结构包括几层不同的材料，在IGBT芯片和基板之间有较高的热阻。其结果是，当承受某些周期性的交流负荷时，IGBT芯片有显著的温度摆动，而基板和散热器的温度却基本不变，在这种运行条件下会引起芯片相当高的温度波动ΔTChip。

变频器的不同冷却方式，如自然冷却、强迫风冷和液体（水）冷却等对传热、模块的温度及寿命的影响也起着决定性作用，主要表现在相关热路模型支路的热阻变化上，传热效果越好，热阻越低。

2 和温度波动相关的量化计算

2.1 功率模块功耗的计算

基于图1的热路模型，首先计算IGBT以及与之相连的续流二极管的功耗P（t）。根据其工作过程和原理以及实际所占比例，忽略正向截止损耗和控制损耗（占比较小），主要考虑［2］以下2点：①静态损耗中的导通损耗；②开关损耗，也称为动态损耗。

对IGBT模块而言，导通功耗Pcond（T）取决于：负载电流、结层温度和占空比。

对于给定的控制参数（RG，VG）以及忽略寄生元素（LS，Cload）的情况下，开通和关断功耗（Pon，Poff）主要取决于：负载电流与负载电气特性（阻性、感性、容性）、直流母线电压、结层温度和开关频率。

文献［2］提到在误差可接受范围内的简化，如：忽略晶体管和二极管的开关时间，结层温度在时间上是一个常数，线性调制等，且对IGBT的输出特性曲线进行直线近似处理，可得到饱和电压VCEsat的时间函数为

考虑正弦形的占空比，可以得到IGBT的导通损耗为

把开关损耗简化成与集电极电流成线性关系，其中常系数数值随IGBT型号改变，IGBT的开关总损耗为

式中：u为Vce0（Tj）；i为集电极电流Ic。

则总功耗的计算公式为

在文献［2］中提到，对续流二极管而言，忽略截止损耗（占比较小），通态损耗Pcond（D）取决于：负载电流、结层温度、占空比。

与续流二极管换流的IGBT控制参数在给定的条件下，省略寄生效应LS，关断损耗Prr取决于：负载电流、直流母线电压、结层温度、开关频率。对于二极管有

考虑正弦形的占空比，可得到二极管D2的导通损耗为

则二极管的开关损耗可近似计算为

式中：VF0（Tj）为二极管导通曲线的门限电压，是温度的函数；rF（Tj）为导通曲线的电阻，是温度的函数；Kv取为0.6；Ki为开关损耗随电流变化的指数参数，取为0.6；TCErr为开关损耗的温度系数，取为0.006 1/K。

则总损耗的计算公式为

模块的开关总损耗Ptot（M）为单独的开关损耗乘以开关数量n，即

2.2 温度波动的计算

图1的热等效回路可使用电工参数代替热参数。总的功率损耗源Ptot（T/D）相当于一个电流源，恒温点相当于电压源，RC元件表示热阻抗Zth（x-y）。

对随时间变化的功耗在芯片结温Tj、模块外壳温度Tc、散热器温度Ts和环境温度Ta产生的温差，可以看成是四级网络，每级间的热阻抗分别为Zth（j-c）、Zth（c-s）和Zth（s-a）。

文献［2］中总阻抗的计算公式为

式中：τthi为热时间常数，τthi=RthiCthi；t为加热时间。

式（13）表明，对芯片、外壳、基板和散热器的温度变化来说，热阻抗逐级增大；同样功耗下，芯片升温快，再逐步向外传热；功耗减少时，芯片先降温。

图2显示了一个典型的IGBT和反向二极管的热阻抗Zth（j-c）随功耗脉冲（宽度为tp）变化的情况。在单一脉冲工作状态，当底板温度一定时，芯片温度会随着功耗的增加而上升，当达到平衡时，热阻抗Zth（j-c）达到静态的热阻Rth（j-c）。图2中典型芯片的热时间常数在1 s左右。

图2 带底板的IGBT和反向二极管的热阻抗Fig.2 Zth（j-c）of diode and IGBT with base plate

对于重复功耗脉冲，随时间tp发生温度上升过程如图3所示。

图3 重复功耗脉冲导致的结层温度变化过程Fig.3 Temperature curve of chips under periodic load

结层温度的计算方法为

式中，P为图3中功耗脉冲的峰值。在周期性负荷作用下，重复功率脉冲导致的模块各部分的温度变化［3］如图4所示。

图4 重复功耗脉冲导致的IGBT各部件温度变化Fig.4 Temperature characteristics of IGBT parts with cyclically alternating current load

分析式（14）可知，加热脉冲时间越长，温升越高；对由2个单调且均分的加热过程和下降过程组成的一个周期来说，周期时间越长，温度变化越大。

2.3 温度波动对变频器寿命的影响

功率模块的各部件在受热时会发生机械形变，材料的形变用热膨胀系数CTE（coefficient of theral expansion）描述，即材料单位温度变化时所导致的单位长度的膨胀或收缩量，可定义为

其中，P表示在α测量期间压力保持不变，这时材料长度的改变仅是温度变化所致。IGBT模块中各部件的热膨胀系数如表1所示［4］。如表1中芯片的热膨胀系数为3×10-6m/K即温度每升高1 K，1 m长度的这种材料的伸长量为3×10-6m，即0.003 mm。

表1 IGBT模块中各部件的热膨胀系数Tab.1 CTE of different parts in IGBT module μm/K

机械形变发生的物理过程如下：

（1）各部件虽固定在一起，却在温度变化时变形不一致→模块的各部件间产生热感机械应力;

（2）这些应力会引起部件的老化→会逐渐引起细小的裂缝;

（3）随着每个温度老化周期或称功率周期的出现→这些裂缝由边缘开始向材料的中心扩展;

（4）介质温度越高，温差越大，激活的能量越大，产生的应力越大→裂缝就扩展得越快。

实际应用中的典型故障原因分析显示了接线点的 “翘起”，这意味着裂缝在中间汇合，连接散开以致接线处松开；相应的仿真结果［5］也显示了此处有较大的热应力，这些都表明了模块寿命是由其能承受的温度周期数决定的。

IGBT模块能承受的全部温度变化周期数Nf与结温差ΔTj以及中间温度Tjm的关系，可表示为

其中：A=3.8×106，α=-5，Ea=9.9×10-20J，kB=1.38× 10-23J/K;ΔTj和 ΔTjm的单位为 K。虽然随着某些IGBT模块的改进，以上系数会有所调整，但式（16）仍适用于估算大多数模块的寿命。

文献［4］结合某型号IGBT将式（16）用图形表示，如图5所示，图中从上至下图线分别表示Tjm为77.5℃、90℃和102.5℃的情况。其中负荷周期数基于1%的失效概率，期望的寿命是在ΔTj=125 K时，能承受20 000个负荷周期。

图5 IGBT模块功率周期寿命与结温差和中间温度的关系Fig.5 Relationship among IGBT power cycling lifetime and ΔTj,Tjm

2.4 芯片温度波动与变频器的运行与选型

如第2.3节所述，温升与加热脉冲时间成正比，温度变化与周期时间成正比。变频器在低输出频率运行时和高输出频率相比，输出电流在更长的正半波时间内仅流过连接到直流母线正极的IGBT，这些IGBT的芯片随之被加热，同时连接到直流母线负极的IGBT芯片逐渐冷却;而在输出电流的负半波，情况恰恰相反。在这种运行条件下，电流负载引起的功耗随输出频率交替变化，属于长周期。随着变频器输出频率的升高，芯片的加热周期缩短。即在加热功耗的平均值不变的情况下，变频器的低输出频率区间温度变化较大。文献［2］以某型号芯片为例给出了仿真温度波形，显示在相同功耗下，输出频率分别为0、5和50 Hz时芯片的温度波动，如图6所示。

图6 相同功耗下不同输出频率的芯片温升Fig.6 Different ΔTjunder same Ptot(T)with different output frequencies

对一台变频器来说，相同开关频率下，其在不同输出频率段能长期承受的电流是不同的，低输出频率区间由于温度波动大能承受的电流较小。因此在变频器设计时需明确今后所驱动的负荷类型，在低速区的工作负荷大小、时间长短，来选择对应的功率模块。选配变频器时须通过计算确保IGBT不超出允许的温度波动，使负荷曲线、过载情况、低频段和高频段的运行时间比例与变频器的设计值匹配，以确保变频器寿命符合要求。在某些变频器设计中可看到，随着输出频率从0～10 Hz的增长，允许的输出额定电流相应地从50%增长到100%的变化，即低频时允许的输出电流线性降低［7］。

对已选定的变频器，如有超出配置时的负荷，可考虑根据式（4）、式（5）等功耗计算公式，采取进一步降低开关频率等措施。

3 实验

对强迫风冷式变频器在不同的实际运行状态下监控，其中散热器温度是由直接的温度测量来获得的。芯片温度是基于模块内的热敏电阻测量值计算所得，由于热敏电阻和芯片之间存在热阻，因此实测温度变化波形较真实温度有难以避免的滞后和平整［8］，但仍能验证上文分析结论。

图7～图10为某变频器在输出频率5 Hz，不同开关频率时运行在440 A（0.72倍额定电流）时的温度变化。图7为变频器开关频率2 kHz，IGBT芯片的温度变化。

图7 变频器IGBT芯片的温度变化（2 kHz）Fig.7 Temperature swing of IGBT chip（2 kHz）

图8与图7的区别为开关频率变为4 kHz。由图8可看到，温度波动比2 kHz开关频率时增大了约4 K。

图8 变频器IGBT芯片的温度变化（4 kHz）Fig.8 Temperature swing of IGBT chip（4 kHz）

图9为变频器输出频率8 Hz，开关频率2 kHz时IGBT芯片的温度波动。

图9 变频器IGBT芯片的温度变化（输出8 Hz）Fig.9 Temperature swing of IGBT chip（output 8 Hz）

图10 变频器IGBT芯片的温度变化（输出20Hz）Fig.10 Temperature swing of IGBT chip（output 20 Hz）

图10与图9的区别为输出频率变为20 Hz。可由图10看到，温度波动比8 Hz时减小了约4 K。

4 结语

本文运用低压变频器中功率模块的热路模型详细分析研究了强冷式变频器产生温度波动的原因，典型功率模块的温度波动计算方法和变频器寿命的关系；讨论了温度波动对变频器的设计和运行的影响。

［1］Infineon Company.Thermal Equivalent Circuit Models/ Application note［Z/OL］.V1.0.2008.http://www.infineon.com.

［2］Semikron Company.Application Manual Power Semiconductors［Z/OL］.V1.0.2011.http://www.semikron.com.

［3］Siemens Company.SINAMICS Low-Voltage Engineering Manual［Z/OL］.V6.2.2013.http://www.siemens.com.

［4］Semikron company.SEMiX IGBT Modules&Bridge Rectifier Family Technical Explanations［Z/OL］.V3.0.2009. http://www.semikron.com.

［5］周文栋,王学梅,张波,等.IGBT模块键合线失效研究［J］.电源学报，2016，14（1）:10-17. Zhou Wendong,Wang Xuemei,Zhang Bo,et al.Research on failures of bonding wire in IGBTs module［J］.Journal of Power Supply,2016，14（1）:10-17（in Chinese）.

［6］Amro R,Lutz J.Power Cycling with High Temperature Swing of Discrete Components based on Different Technologies［J］. 35th Annual IEEE Power Electronics Specialists Conference,Conference Proceedings,2004:2593-2598.

［7］Siemens Company.SIMOTION,SINAMICS S120 and Motors for Production Machines Catalog PM 21·2011［Z/OL］.2011. http://www.siemens.com/industrymall.

［8］Infineon Company.Using the NTC inside a power electronic module/Application note［Z/OL］.V1.0.2009.http://www.infineon.com.

Research on Temperature Swing of Power Module in Low Voltage Converter

GAO Chenghai1,WAN Jianru1,SUN Yanhu2
（1.School of Electrical Engineering and Automation,Tianjin University,Tianjin 300072,China; 2.Siemens Electrical Drives Ltd.,Tianjin 300384,China）

In order to enhance the matching between force cooling frequency converters and load in design and operation,the temperature swing of IGBT chips,which impact the life time of converter,was researched based on its thermal circuit model and unsteady heat transfer theory.The generation and calculation of typical power dissipation of converter power module and its heat effect was analyzed combined with the characteristics of Pulse Width Modulation. Applying thermal expansion principle the relationship between temperature swing of chips and lifetime of converter was described.The relationship between temperature swing and power dissipation cycle is worked out and how to implement the deduction of output current and switching frequency in main concerned low output frequency range.

frequency converter;power module;temperature swing;life time;low output frequency

高成海

高成海（通信作者）（1970-），男，通信作者，博士研究生，高级工程师，研究方向：电力电子技术，E-mail:chenghai_gao 2009@126.com。

万健如（1950-），男，硕士，教授，博士生导师,研究方向：电力电子技术，E-mail:wan_jre@163.com。

孙彦虎（1979-），男，本科，高级工程师，研究方向：电机与电器，E-mail:yanhu. sun@siemens.com。

10.13234/j.issn.2095-2805．2017．1.99

：TM 464

：A

2015-10-09

国家质检总局公益性行业科研专项经费资助项目（201310153）

Project Supported by AQSIQ Nonprofit Industry Specialized Research Funding（201310153）