一种双通道跟踪接收机的实现方法

李 强

(中国电子科技集团公司第五十四研究所，河北 石家庄 050081)



一种双通道跟踪接收机的实现方法

李 强

(中国电子科技集团公司第五十四研究所，河北 石家庄 050081)

针对射电星、高速调制等宽频谱信源的天线跟踪问题，提出了一种双通道跟踪接收机的实现方法。该方法采用宽频谱中的一段频谱进行和通道与差通道的双通道传输、变频和放大，进行模拟数字转换后在数字信号中完成跟踪角误差的提取与归一化，并在数字上完成高精度的相位校正。仿真结果表明，该方法可适用于各种类型信源的跟踪角误差的解调。

双通道单脉冲；宽频段；跟踪接收；相位检测

0 引言

对于无信标的射电星、宽带通信卫星等宽带信号(信号带宽达400 MHz以上)的单脉冲角误差解调，主要采用2种方法：① 将宽带信号全部频带接收后进行相关解调[1]；② 将宽带射频误差信号移相后进行各种调制，然后与和信号相加，再进行包络检波，从而完成误差信号的解调[2]。这些方法都需要进行宽带的射频移相，而宽带射频移相器的精度受限(当前能够做到6位)，且模拟移相器随环境温度变化导致的相位漂移导致跟踪性能下降。因此,本文提出了一种采用宽带信号的一段频谱信号进行双通道数字解调的方法，具有在数字解调时进行高精度移相的特点。

宽带信号的角误差解调时需要校正2个通道的延时差，延时差的校正可以采用手动的方法[3]。本文在数学上推导了延时差对角误差输出的影响，并提出了一种新的自动校正通道延时差的方法。

1 双通道跟踪解调的实现原理

1.1 单脉冲解调的原理分析

设天线接收到是宽频带的类白噪声信号，对收到的宽带和信号截取一个频段信号，表示为f(t)，t为时间。

差信号进行同样的截取后表示为

式中，μ为当前的归一化差斜率；φ为天线偏开卫星轴向的角度；φ为合成误差角；γ为差信号相对于和信号的初相。

和信号经过窄带线性带通滤波器后，近似为窄带高斯白噪声信号。

(1)

式中，ω为处理通道滤波器的中心频率；θ(t)为零均值在(-π，π]均匀分布的信号相位；a(t)为服从瑞利分布的信号的幅度[4]。

同理，差信号经过相同的窄带线性带通滤波器后，近似为窄带高斯白噪声信号。

(2)

式中，τi为2个处理通道的延时差。

和信号与差信号分别经过下变频器，变为中心频率为ω0的固定中频信号。

(3)

(4)

对2个信号进行A/D采样为数字信号。然后处理过程如图1所示。

图1 双通道无信标跟踪接收的原理

按照下面公式计算得到正交的2路信号I与Q：

I=IΣ(t)IΔ(t)+QΣ(t)QΔ(t)，

Q=QΣ(t)IΔ(t)-IΣ(t)QΔ(t)。

对信号I与Q经过带宽B2的低通滤波器滤除高频分量后再相除后求反正切得：

(5)

(6)

式中，θ′(t)可理解为当前的瞬时频率，瞬时频率的频率谱密度在检测带宽内近似为常数。

由式(6)得到：

(7)

由于式(5)信号带有通道延时τ，解调出的相位有θ′(t)τ的底噪。经过仿真拟合出输出底噪的方差近似为：

σ2=n0Bwτ2。

(8)

式中，n0约为0.279的常数；Bw=B1B2是信号检测的有效带宽。

在τ=0解调出为固定值φ+γ。在不考虑干扰噪声的情况下，归一化角度误差幅度μφ为：

(9)

由此，得到误差输出：

(10)

式中，β(t)为通过式(5)得到的结果；γaz为方位误差校相值；kaz为方位误差的幅度校正；γel为俯仰误差校相值；kel为俯仰误差的幅度校正；在理想状况下γaz=γel。由于在数字域进行校相，γaz、kaz与γel、kel具有极高的精度[6]，如采用16位的数字相位，就有0.005 5°的分辨率。

1.2 解调输出幅度的噪声特性

由基本解调原理可以看出，归一化角度误差μφ由式(9)得出，随机过程的高斯噪声的幅度与相位统计独立，可以分别讨论。

因此接收机输出幅度的传输模型如图2所示。图2中，差支路串入了噪声nΔ，和支路串入噪声nΣ。由于矢量合成检波的输出幅度等于和信号与差信号的幅度相乘，和信号自相关检波为和信号幅度的自相乘，因此可以参考文献[7]计算输出信号的噪声特性与信噪比特性[7]。

图2 输出幅度的噪声模型

1.3 噪声对解调输出相位的影响

随机过程的高斯噪声的幅度与相位统计独立，解调过程也分别进行，接收机输出相位的传输模型如图3所示。

图3 输出相位的噪声模型

图3中，数字1代表完成输入误差相位的等幅度提取。

在没有干扰噪声的理想情况下，输出φi为式(5)得到的结果，输出信号的波动只与2个处理通道的相对延时τi有关。

由此，差支路的信噪比为：

和支路的信噪比为：

2个支路的联合信噪比为：

(11)

在假设相对延时为零的情况下，对噪声造成的输出相位进行仿真分析，得到近似输出噪声的拟合公式：

(12)

式中，固定系数0.536是拟合出的，在联合信噪比Ψ从1～1 000都可以较好地近似，在Ψ较低时应增大，在Ψ较高时应减小。

对比式(8)与式(12)，可以看出输出噪声对低通1的检测带宽存在矛盾，在实际设计时应该综合考虑。

1.4 相对通道延时的自动校正

1.4.1 需要延时校正的原因

相对通道延时主要由和信号、差信号传输的电长度不同造成，另外通道滤波器的群延时特性不同也会造成相对通道延时。在延时校正完成后，由于环境温度、湿度和电缆受力不均等造成传输通道的电长度发生相对变化，造成相对通道延时τi的变化。τi的变化不仅产生噪声输出，由式(5)看出，还产生相位偏移ωiτi，为解调出正确的误差电压，理想情况下需要校正γaz=γel=-ωiτi-θ，τi的变化是需要经常校相的原因[9]。

1.4.2 延时校正的原理

为减少频繁进行人工校相的麻烦，在此引入自动调整延时的机制。实现自动调整延时的原理如图1所示。类高斯白噪声的和信号uΣ与差信号uΔ相乘后低通滤波，完成2个信号的互相关检波。如果2个信号没有相对延时，则2个信号强相关，互相关检波出具有最大输出μφa2(t)；随2个信号的延时增大，互相关检波输出逐渐降低[10]；如果2个信号的延时大于相关时间τ0后，2个信号不相关，输出近似为零，因此互相关检波输出幅度可以作为延时调整的依据。

1.4.3 自动校正相对延时的方法

为降低附加噪声造成的影响，首先需要将天线偏开并固定在一定的角度，使检波输出具有较高的幅度(即增大φ值)；对检波输出进行低通滤波以消除波动，使用程序控制通道的数控延时器，以步进延时爬山方式寻找使检波输出幅度最大的延时，以使检波输出幅度最大的延时作为通道延时校准值，从而完成自动延时校正；延时校正完成后再自动校正通道相位差γ值。

2 仿真分析

2.1 基本解调的仿真

使用Matlab中的Simulink软件对本方法进行仿真，仿真原理如图4所示。

图4 采用Simulink软件仿真的原理图

仿真中采用零均值、σ为1、采样周期2 μs高斯白噪声信号源作为和信号，和信号乘以因子0.316作为差信号，另外2个零均值、σ为0.1独立的高斯白噪声作为干扰噪声。因此,和信号信噪比为20 dB、差信号信噪比为10 dB；采用频率为5×105rad/s的余弦波完成信号矢量合成；第一低通截止频率B1为5×104rad/s，第二低通截止频率B2为1×104rad/s时；使用单调增加的信号模拟通道延时信号，延时幅度为4采样周期，相当于0.1 s对应0.8个采样周期；对解调输出采用scope观察分析，仿真出互相关检测幅度、相位检测、归一化幅度输出的信号波形如图5所示。

图5 软件仿真结果的波形

由以上仿真得出结论：

① 如图5(b)所示，采用互相关检测的输出幅度与输入相对延时在相关时间τ0(本仿真τ0约为1.2个采样周期)内为线性关系，在延时为零时具有最大的输出幅度；延时大于τ0后互相关检测的输出幅度近似为零。因此，互相关检测的输出幅度可以作为自动延时校正的参考。

② 如图5(c)所示，相位检测出在相对延时不大时，信号相位与延时为线性关系，当通道相对延时完全补偿到零后，通道延时造成的相位变化为零。

③ 如图5(d)所示，归一化输出幅度能够被正确检测，在比较大的延时范围内归一化输出幅度对延时不敏感。

2.2 信号信噪比对跟踪解调的影响仿真

在2.1节仿真条件下，修改耦合因子从0.316逐步变化到0.031 6时，其他条件不变，得出结论：直到耦合因子为0.031 6时(对应差信号信噪比-10 dB，对应差信号零深为30 dB)，互相关检测出正确，归一化幅度逐步偏大为1.5倍；同时相位检测在差信号信噪比为0后斜率逐步变小，但满足相对延时为零时相位检测输出为零；此时本解调方法仍然可以作为跟踪解调使用。

在2.1节仿真条件下，增大本地噪声到σ为1，对应和信号信噪比为0 dB；差信号耦合因子为0.316，对应差信号信噪比为-10 dB，其他条件不变，得出结论：互相关检测出正确；归一化幅度出正确；同时相位检测斜率偏小，满足延时为零时相位检测输出为零；此时本解调方法仍然可以作为跟踪解调使用(对应差信号零深为10 dB)；各个输出普遍表现为输出噪声波动增大。因此，本文的方法可以在较低的信噪比下工作。

2.3 信号类型对跟踪解调的影响仿真

在2.1节仿真条件下，修改图4的噪声1分别为均匀分布噪声、Rician分布噪声、Rayleigh分布噪声和单载波等作为和信号源，然后如2.1节仿真，3个检测输出信号可正确解调且输出信号差别在小于1 dB。

由此仿真得出结论：角度误差信号的解调与接收信号的类型无关。

3 解调方法在其他领域的应用

本跟踪解调方法的实现基础是检测和差通道的相位差与归一化幅度，式(5)检测出的相位中包含两通道间延时差造成的相位，因此本方法可以用来检测2个传输通道间的延时差。由于能够接收各种类型的信号，因此可以推广应用在需要检测传输通道间延时差的其他领域。

3.1 用于各种定位

通过检测3个以上天线接收同一个发射源的两两传输通道间的延时差，可以准确地定位发射源的位置。如果用于VLBI的延时差检测，可以用于航天器与射电源的定位。

3.2 用于检测造成传输通道延时的物质

可以用于测试能够造成不同传输路径产生延时差的物质。如使用多个VLBI的天线接收同一个射电源并检测相互间的延时差，能够间接地测试地球环境参数、空间介质、天体的大气或等离子体、引力、引力波等能够造成传输延时的物质。

4 结束语

利用宽带的和信号与差信号经过限带滤波器后相关的特性，使用接收的无信标信号的一段频谱，在理论上可以检测出天线跟踪的角误差信号。通过仿真验证，使用互相关检测的输出作为通道延时校正的参考输入，可以在差信号信噪比为-10 dB下校正通道相对延时造成的影响，并完成角误差信号的解调，因此本方法具有低信噪比工作的特点，可以用来跟踪高速的宽带调制信号与扩频信号〔11〕。由于可以在低频段进行延时校正与高精度移相，因此本方法适合采用数字信号处理的方法实现数字解调，对于双通道无信标单脉冲数字跟踪接收机的设计实现具有一定的参考价值。

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李 强 男，(1971—)，研究员。主要研究方向：通信装备与系统。

Implementation Method for a Dual-channel Digital Tracking Receiver

LI Qiang

(The54thResearchInstituteofCETC,ShijiazhuangHebei050081,China)

In view of the antenna-tracking problem with wide-spectrum signal of the radio star and high-speed modulation etc.,a new implementation method for dual-channel digital tracking receiver is proposed in this paper.The sum signal and difference signal,chosen from a segment of the wide spectrum are transmitted,down converted and amplified.After two signals have undergone analog-to-digital conversion,angle error signals are demodulated and the phase errors are corrected by DSP.Experimental results show that,with the proposed scheme,signals from various sources can be used to demodulate angle error signals.

dual-channel monopulse;broad band;tracking receiving;phase detection

10.3969/j.issn.1003-3106.2016.12.03

李 强.一种双通道跟踪接收机的实现方法[J].无线电工程,2016,46(12):8-11,16.

2016-09-06

国家部委基金资助项目。

TN820.4

A

1003-3106(2016)12-0008-04