基于信道化的宽带信号测向偏差校正*

杨 佳 白立云

(武汉船舶通信研究所 武汉 430200)



基于信道化的宽带信号测向偏差校正*

杨 佳 白立云

(武汉船舶通信研究所 武汉 430200)

基于移相器的宽带相控阵天线在测向中进行角度扫描时，由于渡越时间、孔径效应的影响，收发信号不能有效地同相合成，难以实现期望的波束形成和波束指向控制。鉴于采用模拟延迟线方法带来设备体积大等问题，论文从数字化方法考虑，采用信道化对频率分段。在每个信道中进行适当值进行补偿校正，有效改善了测向角度偏差问题。

宽带信号; 数字化方法; 校正; 角度偏差

Class Number TN957.51

1 引言

基于相控阵天线测向的基本原理[1]，已有文献通过对宽带相控阵天线波束指向频响分析[2]指出，对于宽带信号，相控阵将会出现测向角度偏差问题。针对减小或消除该问题带来的影响，一种应用实时延迟线的模拟方法应运而生。

自1984年P.G.Sheehan等[3]提出在相控阵天线上使用光延迟线控制波束指向以来，每年都有新的光延迟方法提出。无论是从实时延迟线所用材料的分析[4]，还是实时延迟线应用方法的研究[5]，这些都使得实时延迟线成为解决宽带相控阵测向角度偏差问题的不错选择。

从另一角度出发，文献[6]指出，光纤延迟线受到体积和成本的限制，实现难度大。因此对应用数字化方法解决宽带相控阵测向角度偏差问题的研究极为重要。

本文将基于宽带信号信道化[7]和系统误差补偿[8]，提出一种解决宽带相控阵测向角度偏差问题的数字化方法。

2 宽带信号测向偏差

以线性有源相控阵[9]为例，设波束形成中心频率为f0，相控阵天线波束指向为θ0，则相邻两天线单元之间的阵内相位差可以由下式计算：

(1)

其中d为相邻阵元间距，c为自由空间光速。因为相控阵的物理结构决定了其相邻两天线单元之间的阵内相位差φ，所以当频率为f0+Δf时，波束方向则变为θ0+Δθ，Δθ可以根据下式计算：

(2)

由式(2)可以得到：

(3)

宽带相控阵天线工作时，孔径[10]上各个辐射单元的移相器[11]只设置中心频率f0的相移指令码，而且移相器提供的相差值原则上不随频率的变化而变化。因此，对于确定的相控阵，其中心频率f0值固定不变。由式(3)可知，测向角度偏差量Δθ只与信号频率f0+Δf和波束扫描角(波束指向)θ0有关。

本文研究的信号频段为4.4GHz～4.9GHz，中心频率取其中间值4.65GHz。测向角度偏差量是由信号频率和信号方向两个因素共同决定的。在目标频率范围、设定扫描角度范围内，测向角度偏差量仿真结果如图1所示。

图1中频率范围为4.4GHz～4.9GHz，扫描角范围为-60o～+60o。测向角度偏差量为正，则表示在该信号频率和扫描角下，其测量值比真实值偏大；相反，测向角度偏差量为负，则表示在该信号频率和扫描角下，其测量值比真实值偏小。

图1 角度偏移量与频率和扫描角的关系

3 测向偏差校正

根据相控阵测向的特点，补偿方法实质就是所测信号真实方向的推算。为了尽量多地接收到目标频段内的信号，测向系统必须完整地扫描其扫描范围。并且，为了更好地对信号进行处理，在可接受偏差内，将频段进行分段，分别在每一小频段内进行取值补偿。

如图2所示为两种信道划分方式：按频段等分方式和按偏差值等分方式。鉴于本文研究频段为4.4GHz～4.9GHz，中心频率为其中间值4.65GHz。由于信道划分宽窄引起的精度和成本的矛盾，此处将该频段划分到10个信道，分别对每个信道进行取值补偿校正。

图2 两种信道分段方法

3.1 等频率间距分段方法校正

如图2(a)所示，将整个500MHz带宽按等频率间距划分为10段，每段50MHz。选取每个信道频段中间值所对应的角度偏差值对落在该信道频段的信号测向角度进行补偿校正。

图3中所示扫描角为60°，信号频率为4.9GHz，测得角为66.2°。应用等频段信道划分方法进行测角偏差补偿校正后，得到测角60.6°。

图3 等频率间距分段校正后测向图

3.2 等偏差间距分段方法校正

如图2(b)所示，以边界频率对应的测角偏差为首末点，将其等分为10段，按每个等分点的测角偏差对应的频率来划分频段，每个信道频段中选取测角偏差值中间值作为该频段补偿值。

图4中所示仿真条件仍然是扫描角为60°，信号频率为4.9GHz，测得角为66.2°。应用等偏差值信道划分方法进行测角偏差补偿校正后，得到测角60.4°。

4 误差分析

根据式(3)表示的偏差角与扫描角和信号频率的关系，可以得到如表1所示的两种信道划分方法对应分段节点与补偿点的偏差值(部分)。其中行值分别为相间隔的分段节点和补偿值。

图4 等偏差间距分段校正后测向图

频率等分方法偏差值等分方法信号频率/Hz偏差/度信频率/Hz偏差/度44000000006．2444000000006．2444250000005．5144188240855．6944500000004．8244382183495．1444750000004．1444581939134．5945000000003．4944787623464．0445250000002．8744999356893．545500000002．2645217264712．95

假定信号的各频率出现是等概率的，现基于以上情况分别对两种分段方法进行误差分析。

4.1 频率等分方法误差分析

等频率间距分成的10个信道，每个信道占5*107Hz，按照等频率间距分段方法，各频率出现概率相同为：

(4)

结合(3)式，平均补偿后误差可以由下式计算：

(5)

式中fi为等频率间距分段的节点频率，且满足fi+1=fi+5*107Hz，θ0为目标方向，θfci为第i个信道的偏角补偿值，取此频率点的角度偏差值的相反数。

4.2 偏差值等分方法误差分析

等偏差间距分段方法所得到的平均补偿后误差：

(6)

式中fj为等偏差值间距分段的节点频率，θ0为目标方向，θdcj为第j个信道的偏角补偿值，取此频率点的角度偏差值的相反数。

4.3 两种分段方法误差对比分析

从图3和图4可以看出，两种分段方法对偏差补偿效果都比较明显。但是从整体上对两者进行比较，我们可以取在整个频段上的平均校正后偏差进行对比分析。如下表列出了在式(5)和式(6)的基础上，选取不同采样点数时，两种分段方法的平均校正后偏差。

表 2 两种方法的平均校正后偏差比较

由表2可以看出，按照等频率间距分段方法和按照等偏差值间距分段方法对信道进行划分，平均校正后偏差随着采样点数的增加逐渐降低。但是随着频率采样点数的不断增加，平均校正后偏差减小量变化并不大，而是逐渐趋于稳定。

比较两种分段方法的平均校正后偏差，按照等偏差间距分段方法对信道进行划分所得到的校正效果会更理想一些。当然，其信道划分频率节点的确定需要先做些预先计算。

5 结语

理论上，测向角度偏差与扫描角和信号频率都有关系，本文侧重于分析了测向角度偏差受信号频率的变化影响。在实际信道化校正中，可以结合测得信号方向时的扫描角信息，按照文中固定扫描角确定信道化校正参数值的方法，添加对应参数以补全在测向中由于扫描角变化带来的角度偏差部分。

此处对测向偏差进行信道化校正的分析，避免有些对测向设备体积过大而不满足要求的问题。在数字方向上提出了一种进行测向偏差校正的方法。

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Deviation-Correcting of Wideband Signal DOA Based on Channelizing

YANG Jia BAI Liyun

(Wuhan Ship Communication Research Institute, Wuhan 430200)

When phase array antenna scans wideband signals in DOA(Direction of Arrival), for the infection of transit time and aperture effect, signals received or launched can’t synthesize in phase effectively. This makes it hard to realize expected beam forming and direction controlling of beam. For the problem of devices size brought from analogue delay time method, a digital method is presented. It is mainly about channelizing and compensating a proper parameter in every channel. It is proved to be helpful in correcting the angle deviation in DOA.

wideband signal, digital method, correcting, angle deviation

2016年5月16日,

2016年6月19日

杨佳，男，硕士研究生，研究方向：阵列信号分析与测向。白立云，男，博士，研究员，研究方向：通信系统与信号处理。

TN957.51

10.3969/j.issn.1672-9730.2016.11.016