一种新型的原边控制LED驱动电路研究与设计

孙大成，陈　智

（中国电子科技集团公司第四十七研究所，沈阳110032）

一种新型的原边控制LED驱动电路研究与设计

孙大成，陈智

（中国电子科技集团公司第四十七研究所，沈阳110032）

为解决传统的副边控制方法存在控制电路复杂、成本高的问题，设计了一种应用于发光二极管（LED）照明的单级反激控制器中的原边控制电路。通过对原边反馈作输出电流估计，然后将估计值与基准电压作为误差放大器的输入来控制原边导通时间，从而实现平均输出电流的恒流控制。采用零电流开启技术，在电压谷底处打开功率管，减小了导通开关损耗。介绍了原边控制的相关原理和整体电路结构设计。设计采用0.5μm BCD工艺，并通过Hspice仿真进行验证。结果表明，该电路成功实现了平均输出电流的恒流控制，驱动反激变换器工作在准谐振模式时有较高的转换效率。

交流／直流；原边控制；单级反激；输出电流估计；LED驱动；峰值电流模式

1　引　言

如今LED在固态照明光源中越来越受欢迎，LED具有寿命长、工作温度范围宽、驱动电路简易等诸多优点。LED驱动电路拓扑分为单级拓扑和两级拓扑，原边控制单级反激变换器具有成本低、体积小、电气隔离、简易等特点，因此在低成本小功率的LED驱动场合得到广泛的应用。相比传统的反激变换器采用光耦合器对输出电流采样而使得电源体积大、控制电路复杂，原边控制单级反激变换器通过辅助绕组反馈原边电压间接采样输出电流，从而省去了光耦合器，简化了控制电路，使得电源体积及成本减小［1－4］。笔者设计了一种应用于LED照明的单级反激控制器中的原边控制电路，通过原边反馈作输出电流估计，然后将估计值与基准电压作误差放大来控制原边导通时间，从而实现平均输出电流的恒流控制。采用零电流开启技术，在电压谷底处打开功率管，减小了导通开关损耗。设计的电路特点结构简单、成本低、容易实现，适用于低成本反激式LED照明控制器的应用场合。

2　传统副边控制原理

用于LED照明的传统副边控制反激变换器电路如图1所示［5］。采样电阻RS及光耦合器构成了副边电流负反馈通路。负载电流ILED由采样电阻RS获得，为了不破坏变压器两边的电气隔离性，输出电流的反馈由光耦合器来完成。

图1　传统副边控制电路图

因为光耦合器很难工作在高温和有辐射的环境，所以工作在这样环境下的光耦合器会影响反激变换器对输出电流的恒流控制从而导致输出电流剧烈变化，变化的LED电流将减少LED的寿命［2］。另外，传统副边控制的反激变换器体积大、控制电路复杂，使得电路成本增加［3，5］。采用原边控制方法的反激变换器通过辅助绕组间接采样输出电流，从而省去了光耦合器且保持了变压器两边的电气隔离。

针对传统的副边控制存在的问题，我们设计了如下所示的原边控制电路。

3　原边控制原理

3.1整体电路结构及工作原理

笔者设计的用于LED照明的原边控制原理如图2所示。由输出电流估计电路、误差放大器、原边峰值电流采样电路、次级电感电流过零检测电路、谷底检测电路及导通计时器组成。

原边采样处理得到输出电流的估计值，然后将估计值与基准作误差放大来控制导通时间；谷底检测电路控制开关管导通使得变换器工作在准谐振模式；峰值电流采样补偿电路对峰值采样作补偿提高线性调整性能。

相比文献［3］所给出的原边控制电路包含振荡器及复杂的电流负反馈环，笔者设计的电路结构简单，硬件成本低。

下面分析电路的具体工作原理。

峰值电流采样电路通过采样电阻RS得到原边峰值电流IP_PK·RS。次级电感电流过零检测的输出信号是Vctl，其工作原理是：当D1导通有电流时，Vctl为高电平；当D1截止电流为零时，Vctl为低电平。故Vctl是一个占空比D'=tDIS／TS的脉冲信号，其中tDIS是D1导通时间、TS是开关周期。

图2　原边控制原理图

IP_PK·RS与Vctl输入到输出电流估计电路作处理得到一个与输出电流正比例的信号VIo_e并输出到EA的负相端完成输出电流反馈。

VIo_e与芯片内部参考电压VREF作误差放大得到EAOUT，输出到导通计时器ON Timer来控制Q1的导通时间。Q1导通瞬间ON Timer开始计时，EAOUT电平越大计时时间越长，计时完成后输出关断信号VOFF来关断Q1。

Q1关断，变压器电流从初级传递到次级，IS流向输出电容CO及LED负载。当IS下降为零，初级电感及Q1漏极寄生电容构成的LC谐振回路发生振荡，即Q1漏电压振荡。原边电压通过辅助绕组反馈及电阻分压后输入到谷底检测电路。当谷底检测电路在PSF检测到谐振信号的波谷时，输出一个开启信号VON来打开Q1，即在Q1漏极电压最小时开启功率管使得导通损耗减小提高电源效率。故电路驱动变换器工作在准谐振模式。

另外，在COMP端外接频率补偿电容以提高系统环路的稳定性及PFC性能。

3.2输出电流估计电路及其原理

输出电流估计电路如图3所示，由K倍增器、开关网络及低通滤波器组成。

图3　输出电流估计电路

K倍增器由负反馈放大器设计。放大器采用折叠式共源共栅运放结构设计，其共源共栅电流镜采用高摆幅的共源共栅电路。

电阻R1－R2对VIpk采样后由B点反馈到运放的负相端，并与IP_PK·RS作误差放大调节M1。当运放增益足够大时，系统工作在深度负反馈状态，有运放的正相端电压等于负相端电压，即可得VIpk表示为：

原边峰值电流采样值IP_PK·RS放大了1＋R1／R2倍，减小了地噪声的影响。

开关管M2与M3组成开关网络，并由Vctl控制其开关。当Vctl=1，M2导通、M3关断，VIam=VIpk；当Vctl=0，M2关断、M3导通，VIam=0。所以可得VIam是幅值等于VIpk、占空比等于Vctl的脉冲信号。

R3及C组成了低通滤波器，滤波器的截止频率一般设计为小于变换器最小开关频率的1／10［3］，即ωRC≤1／10·ω0（VIam）。根据信号与系统原理，当满足上述频率要求时，VIam的｛ak（VIam），k≠0｝频谱分量被滤除，则VIam仅直流分量a0（VIam）通过［6］，即VIam表示为：

3.3恒流控制原理

如前文所述，设计的原边控制电路驱动变换器工作在准谐振模式［7－8］，则理想的开关波形如图4所示，每一个开关周期TS由三个部分组成：原边导通时间tON，反激变压器次级整流二极管D1导通时间tDIS，准谐振时间tQR。

图4　理想的开关波形

忽略变压器漏感的影响，由变压器的电流关系IS_PK=NPS·IP_PK得：

由图可知平均输出电流可以表示为：

其中NPS是变压器初级与次级的匝数比。

由图2可知，电路正常工作时系统工作在深度负反馈状态，则有VIo_e=VREF，即：

结合式（4）与式（5）可得平均输出电流表达式为：

VREF、K是电路内部设计常量，NPS、RS是应用设计常量，所以平均输出电流是恒定的。

4　仿真结果与分析

电路基于0.5μm BCD工艺设计，使用HSPICE进行仿真验证，仿真结果表明设计的电路成功实现平均输出电流恒定，并驱动变换器工作在准谐振模式。图5所示的是恒流仿真结果，由图可知，电路成功实现平均输出电流的恒流控制。图6所示的是电路主要的工作波形，由图可知，当导通计时完成时输出一个高电平脉冲VOFF关断Q1；当检测到电压谷底时输出一个高电平脉冲开启Q1，即工作在准谐振模式。

图5　恒流仿真结果

图6　实际的开关波形

5　结束语

在LED照明控制器设计中，传统的副边控制方法存在控制电路复杂、成本高等问题，提出了一种原边控制方法，通过原边反馈处理得到输出电流的估计值并进行恒流调制。相比同类型的原边控制电路［3］，笔者设计的电路结构简单、硬件成本少，适用于低成本的反激式LED照明控制器。基于理论设计分析，采用0.5μm BCD工艺实现了本文电路的具体设计，并通过Hspice仿真，验证了电路的可行性和正确性。

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Design of Novel Primary－Side Controlled Circuit for LED Lighting

Sun Dacheng，Chen Zhi
（The 47th Research Institute of China Electronics Technology Group Corporation，Shenyang 110032，China）

In order to solve problems such as control circuit complexity and high cost in the traditional secondary side control way，this paper presents methods and circuits of a primary－side control for LED lighting.The output current is estimated by the primary side feedback，and the error amplifier input is combined with reference voltage to control the primary side turn－on time and achieve constant average output current control.The zero－current turn on technology is used by opening power tube at the valley of primary side voltage to reduce switch－on power dissipation.It introduces the theory of the primary side control and the design of whole circuit.The process of 0.5μm BCD craft is used and Hspice simulation is conducted for circuit test.The results of simulation show that the proposed circuit successfully implements the constant average output current control and drives the flyback converter in quasiresonant mode to achieve higher efficiency.

AC／DC；Primary－side control；Single－stage flyback；Output current estimation；LED driver；Peak current mode

10.3969／j.issn.1002－2279.2016.01.021

TN432

A

1002－2279（2016）01－0083－04

孙大成（1977－），男，辽宁省昌图县人，高级工程师，主研方向：集成电路设计。

2015－09－25