基于dsPIC33E的电动汽车充电机的研究与设计

陈小虎，陈息坤

（上海大学机电工程与自动化学院，上海200072）

基于dsPIC33E的电动汽车充电机的研究与设计

陈小虎，陈息坤*

（上海大学机电工程与自动化学院，上海200072）

设计了一种适合于混合动力汽车充电的充电系统，输入为单相交流市电，为了满足相应的国家标准和充电机的功能需求，采用了AC/DC和DC/DC相结合的拓扑结构作为充电机的主拓扑，并利用低成本控制器dsPIC33E进行控制。在对上述主电路拓扑的工作原理进行分析的基础上，给出了部分关键参数的设计方法，并分别设计了前后级电路的控制策略。为了防止在后级DC/DC电路输出模式切换时引起振荡而设计了一种切换方法。最后在理论分析的基础上进行了仿真和实验研究，仿真和实验结果验证了所设计的充电机的可行性。实际测试中实验样机的输入功率因数达到98%以上，且能获得稳定性、动态性良好的输出。

充电系统；控制策略；输出切换方法；输入功率因数；dsPIC33E

传统燃油汽车排放尾气造成的污染及其对化石能源的过度消耗带来的能源短缺问题是当今社会的一个巨大挑战。以蓄电池和电动机作为动力系统核心部件的电动汽车成为应对这一挑战的首要方案［5-6］。充电机作为电动汽车的重要基础支撑系统可以为电动汽车的运行提供能量补给，是电动汽车商业化、产业化过程中的重要环节。如何实现车载充电机对车载电池组快速无损伤充电是电动汽车投入使用前必须解决的关键技术。

本文设计了一种低成本且实用的车载充电机，结构图如图1所示。采用交错并联Boost电路作为车载充电机的前级AC/DC电路［9］，即可以实现网侧高功率因数，又能提高AC/DC电路的效率。为了进一步提高效率，后级电路采用移相全桥ZVSDC/DC电路，输出恒定电流或者恒定电压以满足快速无损充电的功能［2］。

图1　车载充电机结构框图

1　交错并联Boost电路的分析及设计

本文研究的车载充电机前级电路拓扑如图2所示，图中开关管Q1和Q2，二极管D1和D2，电感L1以及电容C1组成车载充电机的前级电路，其中电感L1是实现高功率因数整流的关键，直流侧电容C1用来滤除高频纹波以使直流母线电压稳定。

图2　交错并联Boost电路拓扑

1.1交错并联Boost电路的工作原理

图2所示的拓扑结构在市电的正负半波，Q1和Q2组成4种开关模式。在市电正半波时，模式（a）：Q1导通Q2关断，模式（b）：Q1关断Q2关断。在市电负半波时，模式（c）：Q1关断Q2导通，模式（d）：Q1关断Q2关断。暂态过程如3图所示。

图3　交错并联Boost电路的工作状态

通过对上述4种开关模式的分析，可以得到本文研究的交错并联Boost拓扑结构在正负半波分别为两个相同的Boost变换器，如图4所示。由Q1、D1、L1、C1等构成市电正半波Boost电路，由Q2、D2、L1、C1等构成市电负半波Boost电路。在市电的正半波，图4中（a）Boost变换器工作，在市电的负半波，图4中（b）Boost变换器工作。采用电压外环电流内环控制可以确保输出直流母线电压的稳定且输入侧高功率因数，满足谐波限制标准和后级移相全桥 ZVSDC/DC对直流母线电压的要求。

图4　等效的Boost电路拓扑结构

1.2交错并联Boost电路的电感和电容的参数设计

交错并联Boost电路达到稳态后，其输出电压稳定在Udc。当交错并联Boost电路带有后级负载时，为了使直流母线电压有一定的稳定范围，交错并联 Boost电路的输出滤波电容应该有合适的值。在一定的负载电流和允许的输出直流母线电压脉动要求下，假设在市电周期Ts期间，输出母线电压从Udc跌落到Udcmin，输出功率为Po，滤波电容为C1，则有

根据纹波电压要求和功率要求来计算选择所需要的滤波电容的值。

交错并联Boost电路中电感工作于电流连续状态，由于电流环采用滞环控制方式，设电感的最大峰值电流为ILpeak，最大平均电流为ILmean，纹波电流为ΔiL。一般的情况下载选择电感时使电感的峰值电流ILpeak=ILmean+ΔiL不大于平均电流的20%。根据上述要求，则开关管导通期间

交错并联Boost电路中输出电压与输入电压的关系可表示为

根据输入输出功率守恒有

由式（2）～式（4）可得

当给定了输出电压Udc，输出电流Idc，输入电压Us和开关频率f等指标后，可求出储能电感值。

1.3交错并联Boost电路的控制系统设计

对于交错并联Boost电路，采用电压电流双闭环控制方式。一般地，电流环的基本控制方法有3种，即峰值电流控制，滞环电流控制以及平均电流控制。综合对输入电流的谐波畸变率、直流母线电压的稳定性、稳压精度以及动态响应性能等几个方面性能的要求，本文中电流内环采用滞环控制方式，而电压环则采用PI控制，控制系统的结构框图如图5所示。

图5　交错并联Boost电路控制系统结构框图

直流母线电压作为外环，网侧交流电流作为内环。直流母线电压的采样值U与给定的参考电压Uref进行比较，二者的误差经PI调节器输出后，再乘以与电网电压同相位同频率的单位正弦电压sin（ωt），得到一个正弦电流给定指令i*，将电流给定指令i*送入PWM模块产生SPWM信号，单片机的PWM专用端口输出的SPWM信号经过模拟二阶有源滤波器滤波后得到基准电流加到电流滞环比较器。电感电流由电流霍尔传感器来检测，所检测的电流经滤波、精密整流等处理后加到滞环电流比较器，滞环比较器的输出端输出一路PWM信号，根据锁相信号实现正负半波工作状态的切换，滞环比较器输出的一路PWM信号分别在正负半波控制交错并联Boost电路相应的功率开关器件，从而实现直流母线电压的稳压和输入侧高功率因数的控制要求。

2　移相全桥DC/DC电路的设计及分析

2.1移相全桥DC/DC电路工作原理

移相全桥软开关变换器主要利用高频变压器的漏感或原边串联电感和开关管的寄生电容或外接并联电容谐振来实现零电压软开关，其电路拓扑如图6所示。Q3、Q4、Q5和Q6是4个功率开关管，D3、D4、D5和D6是4个功率开关管的反并联二极管，C3、C4、C5和C6是4个并联电容，Lr是谐振电感，它包括变压器的漏感和外接串联的电感，Tr是高频变压器，Cf和Lf构成输出滤波电路。

在每个PWM周期内，每个桥臂的上下两个开关管均为180°互补导通并留有一定的死区时间，两个桥臂的导通角相差一个相位，即移相角，如图7中的α所示，其中相位超前的开关管Q3和Q4构成超前桥臂，Q5和Q6构成滞后桥臂。通过调节每个开关周期内移相角α的大小，即可改变输出电压的值。

图6　移相全桥软开关变换器的电路拓扑

图7　移相全桥软开关变换器的主要波形

图7中Vo的阴影部分是变压器副边的占空比丢失的现象。这是移相全桥ZVSDC/DC变换器的一个固有现象，无法消除，但可以通过采用串联饱和电感的方法和加钳位二极管的方法等来减小占空比的丢失。

2.2移相全桥DC/DC电路中电感的选取

在设计中，将功率开关管的寄生电容作为谐振电容，在根据功率等级和电路参数的计算选定功率开关管后，查阅相关的DataSheet即可获取谐振电容的大小。

根据2.1节的分析可知，谐振电感值的选取对于移相全桥ZVS变换器至关重要。若电感值太小，会造成滞后臂软开关的失败；若电感值太大，会造成副边占空比丢失现象更加严重，损失更多的效率。若不考虑变压器的寄生电感，可得

根据输入电压和输出功率即可计算出电感的下限值。

2.3移相全桥DC/DC电路控制策略

车载充电机采用恒流充电和恒压充电两种模式，恒流充电时采用电流闭环和电压限定控制相结合的算法，恒压充电时采用电压闭环和电流限定控制相结合的算法，如图8所示。

图8　移相全桥软开关变换器的控制策略

车载蓄电池组充电一般采用先恒流充电再恒压充电的方法。在恒流充电的过程中，车载蓄电池组可以视作一大电容，车载蓄电池组的电压缓慢上升。当车载电池组两端的电压上升至设定阈值时，根据车载电池组的端电压计算DC/DC电路的控制信号的脉宽，上述计算脉冲宽度的过渡过程持续数秒之后再切换至恒压输出模式。

3　仿真和实验结果

本文在Matlab/Simulink中构建了充电系统模型来验证所提出方案的可行性。仿真模型中前级交错并联Boost电路采用电压电流双闭环控制，电压环采用PI调节器，电流内环采用滞环比较器。后级移相全桥ZVSDC/DC采用单电压环和单电流环实现恒压恒流充电的功能。系统仿真参数设置如下：单相额定电网电压幅值Us=311 V，额定电网频率 fs=50 Hz，直流母线电压Udc=400 V，变压器的变比设置为1∶1.4，输出恒定电压为Uo=400 V。输出恒定电流为Io=20 A。负载采用一个大电容代替车载电池组。

图9（a）给出了输入电流和电网电压的波形，输入电流is与电网电压Us同频同相，实现了输入的高功率因数。图9（b）给出了前级交错并联Boost电路的输出电压的波形，输出电压很快稳定在400 V。图9（c）给出了移相全桥DC/DC的开关管的管压降和驱动脉冲的波形，在开关管压降为零时发出驱动脉冲实现了零电压开通，在驱动脉冲关断后，开关管的管压降才缓慢上升，实现了零电压关断。电池一般是采用先恒流充电再恒压充电的充电方法，图9（d）和9（e）给出了输出电流和输出电压的波形，可以看出，由于控制环路的作用，输出都很快地稳定在给定值处，其中图9（e）中可以看出切换过程电压平稳，没有出现震荡，证明本文中的切换方法是有效的。

在理论分析的基础上，设计制作了一台充电机原理样机。车载充电机的基本参数为：输入电压220 VAC（±20%）/50 Hz（±5 Hz），输出恒定电压400 V，输出恒定电流10 A，开关频率为20 kHz。采用微芯公司的高性能数字信号处理器dsPIC33E同时控制AC/DC和DC/DC两个变换器。实验测试的波形如图10所示，图10（a）中的电流波形正弦化且与电网电压波形同相位。图10（b）是直流母线的分压电阻上的电压波形，图中显示出母线电压非常平稳。图10（c）是DC/DC电路中开关管的管压降和相应的开关管的驱动波形，管压降的波形进行了10倍的衰减，图中的波形表明开关管实现了软开关。图10（d）是DC/DC电路恒流输出的电流波形，输出电流波形平稳，满足输出精度±5%的要求。

仿真波形和实验测试波形的对比表明：本文所设计的车载充电机能够获得稳定的直流母线电压，同时能够实现输入电流波形正弦化和输入电流波形跟踪输入电压波形，具有较高的功率因数。并且能高效地完成对车载蓄电池组快速无损伤充电的任务。

图9　仿真波形

图10　实验波形

4　结论

在详细分析车载充电机的两部分电路工作原理的基础上，设计了相应的控制策略并针对后级电路输出模式切换过程中可能出现的问题提出了一种解决方法，最后建立了数学仿真模型并且搭建了实验平台。仿真和实验结果验证了本文所设计的车载充电机能够较好的满足车载蓄电池组的快速无损伤充电的需求，而且其输出的稳定性和动态性能较好，成本较低适合大规模生产，为未来车载充电机的推广使用奠定了很好的基础。

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陈小虎（1991-），男，汉族，湖北天门人，上海大学机电工程与自动化学院硕士研究生，研究方向为电力电子变换器及其控制技术研究，1043248876@qq.com；

陈息坤（1962-），男，汉族，河南信阳人，上海大学机电工程与自动化学院副教授，研究方向为大功率电力电子变换与控制技术、新型储能及其变换控制技术、新能源发电技术等，本文通讯作者，chenxk@shu.edu.cn。

Research and Design of Electric Vehicle Charger Based on dsPIC33E

CHEN Xiaohu，CHEN Xikun*
（Shool of Mechatronic Engineering and Automation，ShangHaiUniversity，Shanghai 200072，China）

A kind of charging system，which is suitable for hybrid vehicle，is designed.The input of the prototype is single phase AC power.In order to meet corresponding national standards and functional requirments of chager，a circuit structure combined with AC/DC and DC/DC is adopted as the primary topology of the chager，and the low cost MCU dsPIC33E is used.The design method of several key parameters and the corresponding control strategies are given based on the analysis of the principle of the main circuit topology which mentioned above.A switching method is presented in order to prevent oscillation caused by the switching of the rear stage DC/DC output mode.Finally，simulation and experiments are implemented based on the theoretical analysis，the simulation and experiments results verify the feasibility of the design of the novel vehicle charger.The actual test input power factor of the prototype is more than 98%，and the good stability and dynamics of the outputs are obtained.

charging system；control strategies；output switching method；input power factor；dsPIC33E

TM912

A

1005-9490（2016）05-1209-06

2015-10-06修改日期：2015-10-26

EEACC:7310Z；836010.3969/j.issn.1005-9490.2016.05.037