磁性源电磁法发射电流分段控制方法

于生宝，孙长玉，姜健，苏发，何建龙，郑建波



磁性源电磁法发射电流分段控制方法

于生宝，孙长玉，姜健，苏发，何建龙，郑建波

(吉林大学 仪器科学与电气工程学院，吉林 长春，130026)

针对磁性源发射系统中脉冲宽度调制(PWM)控制方法电磁干扰强及上升沿、下降沿拖尾严重的问题，提出一种磁性源电磁法发射电流分段控制的方法。将发射电流分为4段精确控制，即通过引进高压辅助电源的方法控制发射电流的上升沿、平顶段与下降沿，并利用软硬件相结合的方法消除下降沿过冲。讨论供电电压与波形线性度、延迟时间的关系，给出具体设计方案及电路参数计算，采用仿真和实验的方法与PWM控制方法所得电流波形进行对比分析。研究结果表明：通过输出电流分段控制方法得到的输出电流波形的上升沿时间小于1.5 ms；下降沿时间小于0.5 ms，过冲电流小于3 A，线性度大于0.875，与PWM控制方法所得波形相比，其上升沿提升速度快，下降沿延迟时间短，线性度高，反向过冲电流小。

电磁法；分段控制；PWM控制；线性度

瞬变电磁法是一种地球物理探测方法，它将双极性脉冲电流注入发射线圈，激发一次脉冲磁场，通过对感应二次场的研究，得到地下地质结构信息[1−2]。瞬变电磁法场源产生双极性脉冲电流，脉冲电流波形质量、电磁干扰的强弱、性能的稳定性是判断系统性能的重要指标，它直接影响到测量的准确性和浅层探测。在地球物理勘探中，方波对目标体激发响应最强[3−4]，但在多数情况下，发射机所采用的负载是感性负载，使得发射波形为方波时容易产生波形畸变，因而使用梯形波替代方波。梯形波脉冲上升沿时间越短，对感应段测量结果的影响越小；平顶段发射电流稳定有利于后期的数据处理，减小测量数据的畸变，同时，增大平顶段电流的幅值和宽度，可增强深部地质体的电磁响应和信噪比，增大探测深度；电流脉冲下降沿时间越短，谐波分量越丰富，越有利于探测到地下浅部信息[5−8]。反向过冲所产生的欠阻尼震荡会影响二次场早期形成的信号，形成探测盲区[9]，严重影响接收系统的数据采集。目前国内外普遍采用PWM控制方法提升上升沿的上升速率，维持平顶段的稳定，实现上升沿及平顶段电流可控。如加拿大的VTEM系列等航空电磁探测系统[10]。但是这种控制技术给功率变换电路带来了电磁干扰，并且增大了桥路开关器件的开关损耗；接收信号中带有PWM控制信号的基频及谐波干扰，这对于压制噪声、提高信噪比，实现on-time采样都有不利影响；而且下降沿控制电源与供电电源为同一个电源，电压太小，使得关断电流拖尾严重，关断时间长。RIM等[11]利用非线性电容的方法，提高了波形的线性度，但不能保证平顶段的电流稳定。LEBAN等[12−13]提出了高动态脉冲电流源，但没有解决上升沿、下降沿拖尾的问题。TUROSKEY等[14−15]利用谐振原理，减小了下降沿延迟时间，但电路参数的最优解选着困难，导致输出特性无法达到最优。孙晓明等[16−19]只介绍了吸收网络参数计算方法，没有涉及关断延迟等关键问题。本文作者提出了电流分段控制方法，讨论电路原理、参数计算方法，得到线性度高、稳定度高、上升沿、下降沿延迟时间可控、过冲震荡小的发射电流波形。

1 发射电流分段控制方法的提出

图1所示为假设大地电阻率一定的情况下，对PWM控制技术所得的锯齿形波形进行电磁场模拟仿真结果。从图1可以看出：接收信号所得的二次场感应电动势发生了畸变，基频及谐波干扰较大，不利于接收系统对二次场早期信号的采集。

图1 二次场感应电动势波形

式中：为线圈匝数；为发射面积；为发射电流；U，U，U分别为，和方向上的感应电压。

由式(1)可以看出，干扰是由锯齿形的发射电流产生，并通过补偿线圈耦合给接收机，从而影响接收信号。若提高发射波形在上升沿、平顶段的稳定度，减小波形畸变，则可以去除由此产生的电磁干扰，因为短关断延时、大电流、高线性度下降沿的电流脉冲发射技术是TEM系统的核心技术。由0()=d0()/d(式中，0()和0()分别为负载电感、电压和电流)，可知：要得到线性下降的电流，就需使得0()在下降沿期间恒定，根据该思想，理想的负载电流、电压波形如图2所示。图2中，2为上升沿期间的钳位电压；1为下降沿期间的钳位电压，3为平顶段期间钳位电压。

图2 理想的负载电流和电压波形

基于以上分析，提出一种磁性源电磁法发射电流分段控制方法，即在每一控制阶段采用独立的控制电路及控制电压，实现输出电流波形完全可控。在电流脉冲上升沿，采用引进高压辅助电源的方法提高了上升沿上升的速率；在平顶阶段采用电压相对较低的主电源供电，电流大而且稳定度高，在电流脉冲下降阶段，用辅助电源与主电源共同构成高压钳位电源，减小了电流关断时的拖尾现象，从而减小了电流脉冲的关断时间；在反向电流脉冲过零时刻，采用软硬件相结合的方法精确控制新型去过冲电路消除关断后的电流反向过冲。发射电流分段控制电路由上升沿控制电路、平顶电流控制电路、下降沿控制电路，及反向过冲控制电路组成。发射电流分段控制电路框图如图3所示。

图3 发射电流分段控制电路框图

2 发射电流分段控制电路设计

2.1 发射电流分段控制电路工作过程

磁性源电磁法发射电流分段控制设计电路如图4所示。其中开关器件V1，V2，V3和V4构成H桥式逆变电路；R为负载等效模型；二极管D1和D3起到续流和钳位的作用，阻断二极管D5切断了主电源与负载的续流通道，使得上升、关断钳位电压发生改变，各开关器件的驱动信号如图5所示。对每一控制阶段进行详细说明，由于双极性梯形波在正向和负向的控制原理是一样的，所以，只对正向梯形波控制的原理进行说明。

1) 脉冲上升沿控制阶段。系统上电后，控制开关K1闭合，主电源1、高压辅助电源2通过限流电阻1向电容3充电。当电容3电压达到预设值后，控制开关K1断开，开关器件V1和V4导通，负载通过正向电流，由于3电压高于主电源1电压，加速了电流的上升，提升了上升沿的坡度。

2) 脉冲平顶段控制阶段。由于线圈的电阻比较小，为了维持电流的稳定，平顶段应采用电压较低的主电源1供电。此时，电流流通路径为1→D5→V1→R→V4→1。若上升沿结束时，电容3的电压大于平顶电流所需直流电压，输出电流不可控，因此，一定要保证在上升沿结束前电容3的电压降为主电源电压。

图4 发射电流分段控制电路图

(a) 梯形波；(b) K1驱动信号；(c) V1、V4驱动信号；(d) V6驱动信号；(e) V2，V3驱动信号；(f) V5驱动信号

3) 脉冲下降沿控制阶段。正向供电截止时，由于二极管D1和D3的钳位作用，使得高压辅助电源2与主电源1共同构成高压钳位电源来提升梯形波下降沿的陡度，负载能量全部转移到电容2中，电流流过路径为RD312D2R。

4) 反向过冲抑制阶段。由于线路中开关器件结电容及其他分布电容的存在，与负载线圈形成阻尼振荡，对接收信号产生很大的影响，因此，本文采用电流检测的方法，当下降沿电流低于某一值时接入去过冲电路，消除震荡现象。电流反向过冲电流流通路径为RV5D632R。

2.2 发射电流分段控制电路的计算

2.2.1 上升沿控制电路设计

上升沿控制分为3个阶段：电容3充电阶段、电容3能量释放阶段以及主电源1供电阶段。

1) 在电容3充电阶段，

根据式(4)，可以由预设定的电压计算所需要的充电时间。

2) 在电容3能量释放阶段，电容3能量释放阶段的等效电路可以近似等效为二阶动态电路，其是由电阻、电感和电容3组成的二阶电路。为了保证在上升沿结束时电容电压小于主电源电压，本设计采用欠阻尼电路，即(/(2))2＜1/(3)，因为电感电流初值为0 H，所以，齐次方程求解为：

3) 在主电源1供电阶段，当=t时，，D5导通，负载转为由主电源1供电。

设3的预设电压为1，充电过程转移到3中的能量为和消耗的能量为W，则

因为线圈电阻很小，所以忽略W，而1+2＜f＜1，所以

图6所示为发射电流脉冲上升沿仿真结果。其中，曲线1是当1=150 V，1=400 V，R=0.5 Ω，=1.5 mH，3=0.95 μF时得到的仿真结果；曲线2是直接用主电源1=150 V供电得到的仿真结果。

图6 发射电流脉冲上升沿仿真结果

由图6可以看出：曲线1的上升沿时间为2.2 ms，曲线2的上升沿时间为5.2 ms，由此可以得出，上升沿控制电路得到的电流波形的上升沿得到极大提升，上升时间大大缩短。

2.2.2 下降沿控制电路设计

电流脉冲下降沿表达式：

令式(10)为0，得到关断时间：

由式(10)可以得出下降沿的斜率为

负载能量全部转移到电容2中，为满足系统安全，应满足，U为绝缘栅双极型晶体管的额定电压。

2应满足：

在实际使用时，2应取合理的较大值，以保证较好的稳压效果。

图7所示为发射电流脉冲下降沿仿真结果。其中，曲线1是取高压辅助电源2=500 V，2=50 μF得到的仿真结果；曲线2是取辅助电源2=1 kV，2=50 μF，其他参数与上升沿参数相同时得到的结果。

图7 发射电流脉冲下降沿仿真结果

由图7可以看出：曲线1的关断时间为0.65 ms，曲线2的关断时间为0.40 ms。由式(12)可以得出：曲线1的线性度为0.805，曲线2的线性度为0.875。

由仿真结果可以看出：钳位电压越高，关断时间越短，线性度越高。但由此也可得出，电路性能的提高是以降低电子开关耐压为代价的。

2.2.3 反向过冲抑制阶段设计

在发射电流脉冲下降沿过0的时刻，IGBT的谐振电容与等效电阻与线圈构成一个欠阻尼电路，形成震荡衰减，这就产生了过冲。本文在发射电流下降沿达到接近0的某一值时，接入去过冲电路，将放电回路变为过阻尼电路，这样就可以使负载电流完全线性下降，消除震荡。为了精确控制去过冲电路的接入时刻，本文采用软、硬件相结合的方法，由100 A/1 V的电流互感器测得的发射电流对应的电压信号作为双向比较器的输入，通过设置双向比较器输入端的电阻比值，使梯形波输出电流在−~+之间双向比较器输出为正。在和开关管驱动信号结合由MSP430软件控制，因为梯形波为双向的，所以要区别正向和负向的导通信号，在检测到V4驱动信号的负跳变和双向比较器的正跳变后发出V6驱动信号，在检测到V2驱动信号的负跳变和双向比较器的正跳变后发出V5驱动信号。驱动信号流程图如图8所示。

图8 去过冲程序流程

以正向导通为例，对去过冲电路进行分析，因为发射线圈的电阻很小，可以忽略不计，此时发射线圈电流为

式中：为时间常数。

由不等式(20)得出4≤/(23)，由不等式(21)可得出。在对去过冲电路进行仿真研究时，电容4的取值要远大于IGBT的结电容，同时附加电路的阻性部分应该小于两端的等效阻抗，基于以上分析，又根据计算方便和容易选取器件的原则，取4组数据(见表1)，仿真结果如图9所示，图中1~4对应表1中曲线1~4。

从图9可以看出：曲线3的测试效果最好。对应参数为：2=50 Ω，3=5 Ω，4=2.2 μF。

表1 去过冲电路各元件参数

图9 去过冲仿真结果

(a) 发射电流脉冲上升沿分段控制法实测结果；(b) 发射电流脉冲上升沿PWM控制法实测结果；(c) 发射电流脉冲下降沿分段控制法实测结果；(d) 发射电流脉冲下降沿PWM控制法实测结果；(e) 发射电流过冲分段控制法实测结果；(f) 发射电流脉冲过冲PWM控制法实测结果

3 实验验证

按照图4所示电路进行实验，取1=150 V；2=1 kV；1=500 V；R=0.5 Ω；=1.5 mH；2=50 μF；3=0.95 μF；2=20 Ω；3=5 Ω；4=2.2 μF；工作频率为50 Hz，采用隔离的电流探头测试实验结果如图10所示。

由图10可以看出：与PWM控制方法所得到的输出电流相比，发射电流分段控制技术所得到的输出电流的波形上升沿提升速度快，下降沿延迟时间短，线性度高，反向过冲小，波形质量得到明显改善，达到了预期的实验要求。

4 结论

1) 发射电流分段控制方法所得到的输出电流波形上升时间小于1.5 ms，平顶段电流为280 A，下降沿时间小于0.5 ms，反向过冲电流小于3 A，与PWM控制方法所得波形相比其减小了输出平顶电流纹波及由此产生的电磁干扰，缩短了上升沿与下降沿的延迟时间，降低了反向过冲，实现了电流上升沿、下降沿斜率可调，改善了波形质量，减少了波形畸变。

2) 此技术满足了航空电磁法发射机电流波形控制的要求，使航空电磁法在On-time期间采样成为可能，特别是对于高导覆盖层探测效果良好。还可以应用于解决其他多匝小线圈负载瞬变的电磁探测装置中，减小大磁矩瞬变电磁装置中电流关断时间，对减小浅层探测中一次场的影响具有十分重要的作用。

3) 本方案减少了功率器件的开关损耗，使得接收信号中的开关噪声降低，电路拓扑和控制简单，适合在大电感负载情况下产生稳定、精准的电流波形，具有较强的工程实用性。

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(编辑 赵俊)

Piecewise control method of emission current of magnetic source transient electromagnetic interference

YU Shengbao, SUN Changyu, JIANG Jian, SU Fa, HE Jianlong, ZHENG Jianbo

College of Instrument Science and Electrical Engineering, Jilin University, Changchun 130026, China

A piecewise control method of emission current used in the magnetic source electromagnetic interference (TEM) transmitting system was proposed to solve the problems caused by pulse width modulation (PWM) control method, i.e. serious electromagnetic interference (EMI) and large trailing currents during ascending and turn-off time. The current was divided into four segments and accurately controlled. The ascending segment, turn-off segment and flat segment were controlled through the introduction of high voltage auxiliary power supply and a method combining the use of hardware and software was used to eliminate current over-shot. The relationships among the supply voltage, waveform linearity and turn-off time were discussed. The specific design scheme was put forward and circuit parameter calculation was done. The results show that the ascending time of the proposed circuits is lower than 1.5 ms, turn-off time is lower than 0.5 ms; the amplitude of the current over-shot is lower than 3 A and the linearity of the waveform is larger than 0.875. Compared with the waveform obtained from the PWM control technology, the proposed rectifying circuits have less turn-off time and ascending time. The current over-shot is eliminated and the turn-off consistency is improved.

electromagnetic method; piecewise control; PWM control; linearity

10.11817/j.issn.1672-7207.2016.10.017

P631

A

1672−7207(2016)10−3401−08

2015−11−21；

2015−04−16

国家高技术研究发展计划(863计划)项目(2013AA063904-1)(Project(2013AA063904-1) supported by the National High Technology Research and Development Program (863 program) of China)

于生宝，教授，博士生导师。从事功率源技术及其应用研究；E-mail：yushengbao@jlu.edu.cn