输入串联型多输出变换器控制策略设计与实现

孟　涛，顾冰冰

(1. 黑龙江大学 机电工程学院，哈尔滨 150080；2. 辽河石油职业技术学院,辽宁 盘锦 124010)



输入串联型多输出变换器控制策略设计与实现

孟涛1，顾冰冰2

(1. 黑龙江大学 机电工程学院，哈尔滨 150080；2. 辽河石油职业技术学院,辽宁 盘锦 124010)

基于变压器集成的输入串联型直流变换器适合高压输入、多输出的中小功率领域应用。针对该类变换器各串联电路同步开关工作的特点，提出一种各串联电路共用一套控制电路的控制策略。在此基础上，结合所提控制策略，介绍了基于峰值电流模式的控制电路实现方案。最后，搭建了一台60 W的具有3个串联电路的实验样机，实验结果证明了所提方法的可行性。

输入串联；多输出；变压器集成；峰值电流型控制

在电力电子领域，关于高频开关电源及其相关技术的研究已经比较成熟，各种不同功率等级的开关电源已经广泛应用于工业和民用的各个领域。随着国民经济的发展，各种用电设备的种类越来越多，其供电电源的输入电压等级也不尽相同。目前，各种高压输入场合逐渐增多。例如，在城市轨道交通系统中，车辆的供电电网一般有750 VDC和1 500 VDC两种体制，其中，后者的最大电压可达1.8 kV以上；在高速铁路电气系统中，车辆上各电气设备输入直流母线的最大电压高达2～4 kV；在矿业生产中，高压大功率采煤机变频器的输入电压可达2～3 kV甚至更高；在现代能源互联网中，柔性直流配电网的中压直流互联母线电压可高达10 kV[1-3]。

受器件电压等级等因素的限制，如何有效地降低各开关器件的电压应力一直是高压变换器设计过程中的难点。采用多个电路在输入侧串联的方式可有效地解决高压变换器电压应力大的问题[3-5]。目前，对于输入串联型直流变换器的研究大都集中在该类变换器的均压、均流控制方法方面。然而采用已有的各种均压、均流控制方法必然要增加一个高精度的控制器，这无疑增加了控制环节的复杂程度，降低了变换器的可靠性，因此，相关的控制方法不适合在中、小功率变换器中应用[6-12]。基于变压器集成的输入串联型直流变换器，各串联电路同步开关工作，利用变压器各原边绕组的耦合自动实现输入均压，具有电路结构简单、可靠性高的优势。另外，其各串联电路共用一个功率变压器以及一组输出电路，因此非常适合需要多路输出的中、小功率领域应用[13-15]。

本文以各串联电路单元采用反激式拓扑、基于变压器集成的输入串联型多输出直流变换器为例，对该类变换器的控制策略进行研究，并设计了基于UC3844芯片的峰值电流型控制电路。最后，建立了一台60 W的具有3个串联电路的该类变换器实验样机进行实验验证。

1　输入串联型多输出直流变换器

基于变压器集成的输入串联型多输出直流变换器结构见图1。该变换器的变压器原边由N个反激式电路拓扑串联组成，其中：Ui为直流输入电压，Ui1,Ui2,…,UiN为各串联电路的输入电压，Ci1,Ci2,…,CiN(Ci1=Ci2=…=CiN)为各串联电路输入侧的滤波电容，S1, S2,…, SN为开关管；RC1,RC2,…,RCN(RC1=RC2=…=RCN)，CC1,CC2,…,CCN(CC1=CC2=…=CCN)，以及DC1, DC2,…, DCN分别为各串联反激式电路中RCD吸收电路的电阻、电容以及二极管器件；各串联的反激式电路共同一个功率变压器T以及n个输出回路，各串联电路的变压器原边电感绕制在相同的磁路上并且互相耦合，Li1,Li2,…,LiN(Li1=Li2=…=LiN)与Llk1,Llk2,…,LlkN分别为各串联反激式电路的变压器原边等效电感与等效漏感值，Lo1,Lo2,…,Lon为各输出回路的变压器副边电感值；Do1, Do2,…, Don为各输出回路的整流二极管，Co1,Co2,…,Con为各输出回路的滤波电容，Uo1，Uo2，…，Uon为各输出回路的直流输出电压。

该变换器各串联的反激式电路具有相同的器件参数，并且N个开关管同时开通与关断，利用变压器各原边绕组的相互耦合作用，实现了各串联反激式电路的输入均压。

2　控制策略设计

输入串联型多输出直流变换器的电路结构见图1，由于各串联电路的开关管同时开通与关断，因此这里提出一种各串联电路共用一套控制电路的控制策略。变换器控制策略的基本实现方案见图2，其具体控制思路为：

1) 选择峰值电流型控制模式，各串联电路共用一套控制电路。

2) 在变换器的各输出回路中，采集输出功率较大回路的输出电压作为控制电路外环电压调节器的反馈输入信号(这里选择Uo1作为反馈输入信号)，Uref为外环电压调节器的给定。

3) 外环电压调节器的输出作为控制电路内环电流调节器的给定，采集各串联电路中任意一个开关管的电流作为控制电路内环电流调节器的反馈输入信号(这里选择处于电位最低位置开关管的电流作为反馈输入信号，见图2中的IS1)。

4) 将控制电路输出的PWM信号经过相应的驱动电路后转变为N个完全相同的开关管驱动信号来控制该变换器各开关管的开通与关断。

3　控制电路的组成

本文设计的峰值电流型控制电路包括PWM控制电路、电压电流采样电路以及辅助电源电路。

图2　输入串联型多输出直流变换器的控制策略Fig.2　Control strategy of the input-series multiple-output DC/DC converter

图3　UC3844的外围电路Fig.3　Peripheral circuit of UC3844

3.1PWM控制电路

这里选择UC3844芯片作为PWM控制器。UC3844是一种典型的峰值电流型PWM控制器，它内部主要由5 V基准电压源、振荡器、误差放大器、电流测定比较器、脉宽调制锁存器以及适用于驱动功率MOSFET开关管的推挽输出电路等构成。本文设计PWM控制器UC3844的外围电路见图3。其中，引脚1、2分别为误差放大器的输出端和反向输入端，在这里构成电压反馈环的调节器部分，引脚2输入电压反馈信号；引脚3为电流比较器的输入端，这里输入电流反馈信号；引脚4接RC振荡电路，这里通过RC参数的设计来确定UC3844的输出信号频率；引脚5为控制电路的公共端；引脚6为UC3844的PWM信号输出端；引脚7为UC3844的电源引脚(VCC)；引脚8为UC3844输出的基准电源电压(Vref=5 V)。

3.2电压、电流采样电路

输出电压采样电路设计见图4 (a)。它采用三端可控基准源TL431来反馈输出电压，将其误差电压放大，驱动线性光耦PC817的原边发光二极管，光耦副边的三极管将输出电压反馈信号输入到UC3844的引脚2，进而控制开关管的开通与关断。

TL431的参考端(R)和阳极(A)之间是稳定的2.5 V基准电压，它将电路中取样电阻(R11和R12)上的电压稳定在2.5 V。当输出电压(这里为Uo1)增加，那么经R11和R12分压后的电压(即TL431的R和A之间电压)大于2.5 V，流过TL431的电流增加，其阴极电压下降，这使得PC817原边发光二极管的电流增加，副边三极管导通压降减小，进而通过PWM控制器使得开关管的导通占空比减小，从而降低输出电压；反之，当输出电压减小，那么经R11和R12分压后的电压(即TL431的R和A之间电压)小于2.5 V，流过TL431的电流减小，其阴极电压上升，这使得PC817原边发光二极管的电流减小，副边三极管导通压降增加，进而通过PWM控制器使得开关管的导通占空比增加，从而提升输出电压。

内环电流采样电路设计见图4(b)。在各串联电路中，选择处于电位最低位置开关管(S1)的电流作为采样信号，将该电流采样信号通过电阻R21转换成一定比例的电压信号，再经过RC低通滤波后作为内环电流反馈信号输入到PWM控制器UC3844的引脚3。

图4　电压、电流采样电路Fig.4　Sampling circuits of voltage and current

图5　辅助电源电路Fig.5　Auxiliary power supply current

3.3辅助电源电路

辅助电源电路设计见图5。变换器在启动之前，在输入电压Ui的作用下，电容C41首先被充电(R41为其充电的限流电阻，18 V的稳压二极管D41限制了电容C41的电压)，充电后的电容C41通过二极管D42为UC3844芯片供电(此时二极管D43截止)，在电容C41的放电持续时间内，变换器实现了初步的启动；之后，变换器的辅助输出(电压Uof=20 V)通过二极管D43向UC3844芯片供电以实现控制电路的持续工作(此时二极管D42截止)，并最终使得变换器稳定运行。

4　实验验证及实验结果分析

为了验证本文所提控制策略及其实现方案，搭建了一台由3个反激式电路在输入侧串联(N=3)构成的，并且具有两路输出(n=2)的直流变换器实验平台进行实验研究。该实验平台的关键参数为：输入电压Ui=1 500 V (1 200～1 800 V波动)；最大输出功率为60 W；2路输出Uo1=Uo2=24 V，Io1=1.5 A、Io2=1 A；输入滤波电容Ci1=Ci2=Ci3=0.1 μF；开关频率为50 kHz；集成变压器原、副边绕组匝数比为4.4：1，Li1=Li2=Li3=2.73 mH。RC1=RC2=RC3=43 kΩ，CC1=CC2=CC3=0.01 μF；Co1=Co2=1 000 μF。

变换器3个串联反激式电路输入电压的测量结果见表1。其中：各串联电路的输入电压是当变换器工作在满载(60 W)时，通过万用表的直流电压档在变换器输入电压不同的情况下测量获得，可见，在采用本文所提控制策略的情况下，该变换器3个串联电路的输入电压差异很小，具有很好的均压效果。

为当输入电压为1 500 V左右时，在变换器主输出回路负载突变(输出电流Io1=0.32～1.5 A)的情况下，变换器的3个串联电路输入电压的交流量暂态波形见图6。由图6可见，在采用本文所提控制策略的情况下，该变换器各串联电路输入电压的变化过程基本一致，具有较好的动态均压效果。

表1　各串联电路的输入电压测试结果

图6　当Ui≈1 500 V时主输出回路负载突变情况下各串联电路的输入电压(交流档)Fig.6　Response in each input voltage of series circuit to a stepped of the main output when Ui≈1 500 V (AC coupling)

图7　当Ui≈1 500 V时主输出回路负载突变情况下的输出电压(交流档)Fig.7　Response of the main output voltage (AC coupling) to a step change of its load current when Ui≈1 500 V

当输入电压为1 500 V左右时，在变换器主输出回路负载突变(输出电流Io1=0.32～1.5 A)的情况下，该路输出电压中的交流量暂态波形见图7。由图7可见，在采用本文所提控制策略的情况下，该变换器展现了很好的输出电压闭环控制特性。

当输入电压为1 500 V左右时，在变换器主输出回路负载突变(输出电流Io1=0.32～1.5 A)的情况下，变换器两个输出回路的输出电压波形见图8。当输入电压为1 500 V左右时，在变换器第二输出回路负载突变(输出电流Io2=0.35～1 A)的情况下，变换器两个输出回路的输出电压波形见图9。由图8、图9可见，在采用本文所提控制策略的情况下，变换器同样具备常规反激式直流变换器本身具有的多输出交错特性好的优势。

图8　当Ui≈1 500 V时Io1突变情况下Uo1、Uo2波形Fig.8　Waveforms of Uo1, Uo2 to a step change of Io1 when Ui≈1 500 V

图9　当Ui≈1 500 V时Io2突变情况下Uo1、Uo2波形Fig.9　Waveforms of Uo1, Uo2 to a step change of Io2 when Ui≈1 500 V

5　结　论

本文针对适合高压输入、多输出中小功率领域应用，基于变压器集成的输入串联型直流变换器，提出一种各串联电路共用一套控制电路的控制策略。文中采用峰值电流型控制模式，通过采集输出功率最大回路的输出电压作为控制电路外环电压调节器的反馈输入信号，采集各串联电路中任意一个开关管的电流作为控制电路内环电流调节器的反馈输入信号，完整地对所提控制策略的实现电路进行了设计。最后，搭建了一台60 W的具有3个串联电路的实验样机进行实验研究，相关的实验结果证明了文中所提方法的可行性。

[1]赵彪, 赵宇明, 王一振, 等. 基于柔性中压直流配电的能源互联网系统[J]. 中国电机工程学报, 2015, 35(19): 4843-4851.

[2]赵清良, 刘清, 曾明高. 城轨地铁车辆辅助电源系统研究与发展[J]. 机车电传动, 2012, 1: 52-57.

[3]Fang T, Ruan X, Tse C K. Control strategy to achieve input and output voltage sharing for input-series output-series connected inverter systems [J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2010, 25(6): 1585-1596.

[4]张先进, 陈杰, 龚春英. 输入串联输出并联直流变压器[J]. 南京航空航天大学学报, 2010, 42(1): 30-36.

[5]Abbate C, Busatto G, Iannuzzo F. High-voltage, high-performance switch using series-connected IGBTs [J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2010, 25(9): 2450-2459.

[6]Kim J W, You J S, Cho B H. Modeling, control, and design of input-series-output parallel-connected converter for high-speed-train power system [J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2001, 48(3): 536-544.

[7]Ayyanar R, Giri R, Mohan N. Active input-voltage and load-current sharing in input-series and output-parallel connected modular DC-DC converters using dynamic input-voltage reference scheme [J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2004, 19(6): 1462-1473.

[8]Grbovic P J. Master/slave control of input-series-and output-parallel-connected converters: concept for low-cost high-voltage auxiliary power supplies [J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2009, 24(2): 316-328.

[9]Kimball J W, Mossoba J T, Krein P T. A stabilizing, high-performance controller for input series-output parallel converters [J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2008, 23(3): 1416-1427.

[10] 陈杰, 刁立军, 林文立, 等. 输入串联输出并联全桥变换器的无电流传感器均压均流控制策略[J]. 电工技术学报, 2012, 27(6): 126-130.

[11] Siri K, Willhoff M, Conner K. Uniform voltage distribution control for series connected DC-DC converters [J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2007, 22(4): 1269-1279.

[12] 庄凯, 阮新波. 输入串联输出并联逆变器的分布式均压控制策略[J]. 电工技术学报, 2009, 24(5): 108-113.

[13] 陈涛，刘源，王中鲜，等.多功能坐便器的开发及其在家庭医疗监测中的应用[J].黑龙江大学工程学报，2016，7(1)：73-78.

[14] Sha D, Deng K, Liao X. Duty cycle exchanging control for input-series-output-series connected two PS-FB DC-DC converters [J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2012, 27(3): 1490-1501.

[15] Meng T, Li C, Ben H, et al. An input-series flyback auxiliary power supply scheme based on transformer-integration for high-input voltage applications [J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2016, 31(9): 6383-6393.

Design and implementation of the control strategy for an input-series multiple-output converter

MENG Tao1, GU Bing-Bing2

(1.SchoolofMechanicalandElectricalEngineering,HeilongjiangUniversity,Harbin150080,China; 2.LiaohePetroleumCareerTechnicalCollege,Panjin124010,Laoning,China)

The input-series DC converters based on transformer-integration are suitable for multiple-output medium or high power applications with high voltage input. The series-modules of these converters operate synchronously, and aim at this feature, a control strategy is proposed that only one control circuit is used for all the series-modules. On this basis, a control circuit scheme based on the peak current mode is presented according to the proposed control strategy. Finally, a 60W experimental prototype with three series-modules is built, and the feasibility of the proposed method is verified by the experimental results.

input-series; multiple-output; transformer-integration; peak current control

10.13524/j.2095-008x.2016.02.032

2016-04-05

中国博士后科学基金特别资助项目(2014T70332)

孟涛(1980-)，男，辽宁盘锦人，副教授，博士，研究方向：有源功率因数校正、高频功率变换，E-mail:mengtao@hit.edu.cn。

TM464

A

2095-008X(2016)02-0090-06