基于LLC谐振的AC-DC变换器应用研究

詹亮，苏建徽，刘硕

（合肥工业大学教育部光伏系统工程研究中心，安徽 合肥 230009）

基于LLC谐振的AC-DC变换器应用研究

詹亮，苏建徽，刘硕

（合肥工业大学教育部光伏系统工程研究中心，安徽 合肥 230009）

LLC谐振变换器在采用PFM（脉冲频率调制）控制时，其电路工作频率的调节范围会随着输入电压变化范围的增大而增大。频率的大幅度变化会导致磁性元件损耗增加，影响变换效率。针对上述问题，通过在LLC谐振电路前级增加Boost调压电路，设计了一款适用于宽电压输入的AC-DC变换器。详细介绍了改进后的电路结构，阐述了其工作原理，给出了主要元件参数的设计方法，并制作了300 W/28 V的样机，实验验证了所提方案的有效性。

变换器；LLC谐振；高效率

对于200W以上的AC-DC变换器可供选择的拓扑结构有半桥式、双管反激式、双管正激式、LLC谐振等，其中双管正激式和LLC谐振拓扑采用较为广泛。LLC谐振拓扑可在全功率范围内实现原边开关管ZVS（零电压开通），副边整流二极管ZCS（零电流关断）［1］，在大功率直流供电场合，相对于其他的硬开关变换拓扑，在变换效率上具有明显的优势，合理的参数设计可使其变换效率达到90%以上。

对于LLC谐振变换器的设计，使用较多的是基波分析法［2-5］。从该方法的分析可知变换器输入电压在较大范围内变化时，如交流85～264 V电压范围内变化，电路的工作频率变动也较大，磁性元件损耗增加，变换器效率降低。本文通过在LLC谐振输入端增加Boost型PFC（功率因数校正）电路以减小LLC谐振输入电压变化范围，简化谐振网络参数的设计，同时可以减少整机工作时产生的谐波，避免对电网造成污染。PFC电路采用交错并联的结构形式有利于减小Boost电感的体积，减小输入电流纹波，便于滤波器设计［6-7］。

1　工作原理

1.1电路结构

变换器由PFC环节和LLC谐振环节构成，其结构框图如图1所示。

图1　电路结构框图Fig.1　Circuit structure block diagram

1.2PFC环节

PFC电路结构如图2所示，主电路采用Boost型交错并联结构。工作于电流临界模式（BCM），通过引入电压负反馈，控制开关导通时间ton，闭环调节输出电压。控制芯片选用双相PFC控制芯片UCC28061。

图2　PFC主电路Fig.2　Main circuit of PFC

1.3LLC谐振环节

LLC谐振电路如图3所示，采用外置谐振电感的形式。谐振电感与变压器励磁电感相互独立，可以使各元件参数设计更加灵活，降低变压器设计的复杂程度。控制部分使用L6599D作为控制芯片。

图3 半桥LLC谐振主电路Fig.3　Main circuit of half-bridge LLC resonant

图3所示的半桥LLC谐振主电路中，开关管VT3，VT4构成半桥开关网络，DVT3,DVT4分别是其体二极管，C1，C2分别是其寄生电容。两开关占空比均略小于50%（插入死区时间）且互补导通。直流输入电压Eo经过半桥开关网络转变为方波电压。谐振电感Lr、变压器Tr的励磁电感Lm和谐振电容Cr构成谐振网络，电路正常运行时，谐振腔电流周期性过零点，当等效输入阻抗为感性时，输入电流滞后于电压，利用半桥开关管VT3，VT4自身寄生电容的充放电，使开关管导通前电压提前到零，从而实现ZVS。二极管D7，D8完成全波整流，将高频方波电压转变为稳定直流电压输出。

电感Lr和电容Cr决定谐振变换器串联谐振频率fo为

电感Lr、变压器励磁电感Lm和电容Cr决定并联谐振频率fm：

当变换器工作频率fm＜f＜fo或f＞fo，能够实现半桥开关管VT3，VT4的ZVS［3-5］。故将变换器的工作频率设计在串联谐振频率 fo附近。

运用基波分析法，只考虑方波中的基波分量，忽略其它次谐波，实际负载Ro从变压器副边折算到原边的等效负载Rac为

式中：n为变压器原副边匝数比。

励磁电感两端的电压vo为

式中：uo为输出电压；ud为整流二极管D7，D8导通压降。

图4为LLC谐振变换器交流等效电路。通过等效电路交流增益以及交流量与直流量之间的转换关系，得出LLC谐振电路输入输出直流电压增益：

式中：Q=2πfoLr/Rac；k=Lm/Lr；f为开关频率。

由式（5）可知，当LLC电路输入电压发生变化时，相应的调节开关频率 f来调整直流增益，从而可达到稳压输出的目的。

图4　LLC谐振变换器交流等效电路Fig.4　AC equivalent circuit of LLC resonant converter

2　参数设计和实验

2.1样机参数

实验样机各项参数为：输入电压uin=100～240 Vrms，输入电压频率fin=50 Hz，谐振频率fo为100 kHz，输出电压uo=28 V，额定功率Po=300 W，整机效率η≥90%。

2.2PFC环节主要元件参数设计

PFC环节采用了Boost型交错并联的结构，要求2个支路元件参数一致性较好，从而实现均流。BCM控制模式下，对于某一固定不变的输入电压uin，开关管导通的时间ton固定不变，各支路电感上实际电流iL、平均电流iL-avg、峰值电流iL-peak的波形如图5所示。

图5　电感电流波形示意图Fig.5　Inductance current waveforms

图5中各参数之间的关系满足下式：

式中：iin为输入电流；Iin为输入电流有效值；uin为输入电压；Uin为输入电压有效值；Po为额定功率；η为PFC的效率，取值0.95；toff为电流下降时间，即开关管关断时间；fs为开关频率；Eo为PFC输出电压，设定在450 V。

由式（6）可得电感上最大电流表达式和电感量L与最小开关频率fmin关系式如下：

式中：Lmax为最大电感量；Uin-min为最小输入电压有效值。

为避免人耳可闻噪声，设定最小开关频率fmin=45 kHz,并将实验样机各项参数值代入式（7）、式（8），可得：iL-max=5.25A，Lmax=372 μH。

电感磁芯的选取要保证电感电流最大峰值时磁芯不会饱和。选择PQ2620作为电感磁芯。线圈的最少匝数Nmin为

式中：ΔBm为磁感应强度变化量，ΔBm=0.25 T；Ae为PQ2620磁芯有效截面积，Ae=119 mm2。

将数据代入式（9）得Nmin=65，实际绕制时，PFC电感初级65匝，开气隙，电感量L1=364 μH，L2=361 μH。

使用2个250 V/470 μF的电容串联作为PFC输出滤波，则电压纹波大小为［6］

式中：uripple为纹波电压；fin为交流输入电压频率；C为输出滤波电容。

由式（10）解得uripple=9.5 V，故PFC输出电压为450±4.75 V。

2.3LLC谐振环节主要元件参数设计

由图4所示的结构计算出谐振网络的等效输入阻抗表达式为

式中：fn=f/fo；Zo为特征阻抗。

为使半桥开关管VT3，VT4实现ZVS，需保证谐振网络电流滞后于电压，即等效输入阻抗为感性。式（11）虚部大于零时表现为感性，故：

为留取一定裕量，Q取值需满足下式：

整流二极管导通压降ud取0.7 V，利用实验样机各项参数值，解得n=7.84。实际变压器变比取n=8。

当PFC输出电压最低时，LLC谐振电路表现出最大增益：

LLC谐振变换器工作在串联谐振频率点时f=f0，此时由式（5）可得：

LLC串联谐振频率设定为 fo=100 kHz，最小工作频率 fmin=85 kHz，则：fn=0.85。将 fn及式（15）代入式（5），可得k与Q的关系式，因此设定1个k值就可以求解Q值，同时需满足式（13）的要求，进而解得Lm。通过计算可知当k=8时，Lm取值最大，此时解得：Q=0.56，Lr=103 μH，Lm=827 μH，Cr=24.5 nF。

选用POT4020作为变压器的磁芯，最大工作磁通密度Bmax=0.15 T，则变压器的原边线圈匝数需满足以下条件：

式中：Ae为POT4020磁芯有效截面积，Ae= 217.3 mm2。

图6　|Gdc|与 fn关系曲线Fig.6　|Gdc|andfncurves

通过计算得原边线圈最少匝数Nmin=20.7，副边线圈匝数Nmin/n=2.6。依据以上分析计算，最终实验样机的元件参数为：变压器初级28匝，次级3匝，变压器自感Lm=810 μH，漏感Lr1=7 μF，外置电感Lr2=96 μH，Cr=27 nF。

2.4实验结果

根据设计的参数搭建实验样机，样机实验波形如图7所示。其中图7a为满载时输入电压uin、电流iin波形；图7b为输出电压vo及其纹波波形，从中可以看出样机运行功率因数高，输出电压稳定，纹波较小；图7c为半桥谐振下管VT4的驱动电压ugs与漏源电压uds波形；图7d为电路工作在谐振点时ugs与谐振电流iLr波形。从中可以看出在VT4开通信号到来时，谐振电流iLr仍为正，电流流经VT4的体二极管，且开通信号到来之前uds已经下降到零，实现了ZVS。

图8为样机效率曲线。其中图8a为交流输入电压为220 V时，负载与效率的关系曲线，可以看出在不同等级负载情况下，样机均具有良好的效率表现，满载效率达到93.2%。图8b为样机带额定负载时，交流100～240 V输入电压范围内的效率曲线，在全输入电压范围内样机效率均超过90%。

图7　实验波形Fig.7　Experimental waveforms

图8　效率曲线Fig.8　Efficiency curves

3　结论

本文所研究的变换器，采用交错并联Boost型PFC做前级，半桥LLC谐振做后级的结构，能够在非常宽的输入电压范围内高效稳定地工作。试验结果表明，整机运行功率因数较高，可达至0.99，在不同负载条件下均具有很好的效率，满载效率可达93.2%。该电路结构适用于大功率场合的直流供电电源。

［1］Bo Yang，Fred C Lee，Alpha J Zhang，et al.LLC Resonant Converter for Front End DC/DC Conversion［C］//IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition，2002：1108-1112.

［2］马皓，祁丰.一种改进的LLC变换器谐振网络参数设计方法［J］.中国电机工程学报，2008，28（33）：6-11.

［3］朱立泓.LLC谐振变换器的设计［D］.杭州：浙江大学，2006.

［4］欧阳茜，吴国良，钱照明.LLC谐振全桥DC/DC变流器的优化设计［J］.电力电子技术，2007，41（1）：15-19.

［5］江雪.半桥LLC-4谐振变换器的研究［D］.南京：南京航空航天大学，2010.

［6］王山山.交错并联Boost PFC变换器的研究［D］.杭州：浙江大学，2010.

［7］认玉伟.交错并联BCM Bosst PFC变换器的研究［D］.成都：西南交通大学，2011.

Application Research of LLC Resonant-based AC-DC Converter

ZHAN Liang，SU Jianhui，LIU Shuo
（Research Center for Photovoltaic System Engineering of Ministry of Education，Hefei University of Technology，Hefei 230009，Anhui，China）

When PFM（Pulse Frequency Modulation）technology is used for LLC resonance converter，the modulating frequency range increases，as the input voltage range increases.Large variation of frequency increases losses of the magnetic elements and reduces efficiency of the device.Aiming at this problem，an AC-DC converter for wide input voltage range was designed with adding a Boost circuit in front of the LLC resonance circuit.Focused on introducing the improved circuit structure，the working principle and the design method of main components.Then a prototype with the ability of 300 W/28 V was produced to verify the validity of the proposed scheme.

converter；LLC resonant；high efficiency

TM46

A

2015-08-03

修改稿日期：2016-03-25

詹亮（1988-），男，硕士研究生，Email：13865947260@139.com