应用于高功率领域的改进型谐振直流环节逆变器

王强， 陈祥雪， 刘岩松， 王天施， 刘晓琴

（辽宁石油化工大学信息与控制工程学院，辽宁抚顺113001）

应用于高功率领域的改进型谐振直流环节逆变器

王强， 陈祥雪， 刘岩松， 王天施， 刘晓琴

（辽宁石油化工大学信息与控制工程学院，辽宁抚顺113001）

为减小位于逆变器直流环节的辅助谐振电路的损耗，提出一种新型的辅助电路与直流母线并联的谐振直流环节软开关逆变器，其直流母线上没串联辅助开关器件和谐振元件，而且辅助谐振电路中只有1个储能电容，无中性点电位的变化问题。依据不同工作模式下的等效电路图，分析电路的换流过程和设计规则，并建立起辅助谐振电路损耗的数学模型，讨论谐振参数对辅助电路损耗的影响。制作1台5 kW的实验样机，实验结果表明逆变器的工作过程符合原理分析，能实现软开关功能，而且相比于同类型软开关逆变器，效率得到了进一步提高。因为该软开关逆变器的辅助电路与直流母线并联，辅助电路损耗相对较低，所以有利于在高功率领域提高逆变器效率。

逆变器；直流母线；辅助谐振电路；并联；软开关

0　引言

由于现代电力电子装置趋向于向小型化和轻量化发展，必然要求开关频率越来越高。当开关频率很高时，往往造成开关过程中电压和电流变化率很大，给电路造成严重的开关损耗和噪声污染，而且产生严重的电磁干扰，软开关技术的出现解决了这一系列问题。近年来研究比较集中的软开关逆变器从辅助谐振电路的位置上主要分为谐振极逆变器和谐振直流环节逆变器，其中谐振直流环节软开关逆变器有许多明显的优势，例如其辅助器件少，结构简单。

通过对比分析国内外关于谐振直流环节软开关逆变器的文献［1-13］，可以发现这些文献提出的拓扑结构虽然各有差异，但是都存在一个共同点，那就是位于逆变器直流环节的辅助谐振电路并没有完全与直流母线并联，都有1个辅助开关串联在直流母线上，这将导致位于直流母线上的器件产生较大的通态损耗，增加了辅助谐振电路的总损耗，阻碍了逆变器的效率提高，使谐振直流环节软开关逆变器无法向高功率领域应用推广。为解决这一问题，文献［14-16］提出了一类辅助电路与直流母线并联的谐振直流环节软开关逆变器，其直流母线上无串联辅助开关和谐振电感，有利于降低辅助谐振电路的损耗和提高逆变器效率，但是文献［14-16］提出的逆变器仍然存在以下问题：①拓扑结构的直流母线之间有2个分压电容，这2个分压电容很难实现均压，逆变器在工作过程中不可避免的会出现中性点电位的变化问题，影响软开关的实现；②在工作过程中，需要逆变器桥臂的瞬间短路以提供足够大的谐振电流，这对控制精确度要求很高，否则会造成电源短路；③当电感电流阈值设定以后，每个开关周期内的直流母线零电压持续时间是固定的，不受辅助开关控制，这样无法应用各种灵活的脉宽调制（pulse width modulation，PWM）策略。

以辅助电路与直流母线并联这一思想为基础，为解决以上问题，本文提出了一种新型谐振直流环节软开关逆变器拓扑结构，与同类型的谐振直流环节软开关逆变器相比，本文提出的拓扑结构具有以下特点：①直流母线之间只有1个储能电容，无中性点电位的变化问题；②逆变器工作过程不需要桥臂瞬间短路，控制可靠；③可以通过控制辅助开关来调节直流母线的零电压持续时间，有利于应用各种灵活的控制方法。文中分析了该电路的换流过程和设计规则，建立了辅助电路损耗的数学模型及其与谐振参数之间的变化关系。最后制作了1台功率5kW的实验样机，通过实验来验证本文提出的新型拓扑结构的有效性。

1　拓扑结构和工作原理

1.1拓扑结构

新回路的拓扑结构如图1所示，由PWM可控整流器，辅助谐振电路和PWM逆变器电路组成，逆变器的直流电源由PWM可控整流器提供。辅助谐振电路包括电解电容Cdc，谐振电感Lr，辅助二极管Da4和Da5，辅助开关器件Sa1，Sa2和Sa3其反并联二极管Da1，Da2和Da3。PWM逆变器的桥臂上的各开关器件都并联缓冲电容Cs，辅助谐振电路为PWM逆变器开关器件提供零电压开关条件。该拓扑结构的设计思路是直流母线上无串联辅助开关，在储能电容与直流母线之间设置1个辅助开关，当直流母线电压准备下降时，关断该辅助开关能将储能电容与直流母线断开，来避免直流母线电压被箝位在电源电压；在谐振回路中设置另外的辅助开关，开通该辅助开关能给谐振电感充电，使谐振电流达到设定值，同时为谐振电容向谐振电感转移能量提供通路，关断该辅助开关，谐振电感能对谐振电容放电，使直流母线电压开始回升。为简化分析，作如下假设：①器件均为理想工作状态；②负载电感远大于谐振电感，逆变桥开关状态过渡瞬间的负载电流可以认为是恒流源I0；③逆变器的6个主开关器件等效为Sinv，主开关器件反并联的续流二极管等效为Dinv；④逆变器的6个缓冲电容Cs等效为Cr，取Cr=3Cs，这是因为逆变器各桥臂上下任意一方的开关器件接通时，都使与其并联的电容Cs短路，正常工作时3个桥臂上的电容相当于3个电容并联。图1所示的新型拓扑结构可等效为如图2所示的电路，Sinv，Dinv和I0组成了PWM逆变器的等效电路，直流电源E和电感Ld组合在一起等效成PWM可控整流器提供的直流电源，其中Ld的电感值相对较大。直流母线上的电流Id和负荷电流I0以图2所示方向流过，各部分的电流电压都以图2所示的方向为正。

图1　辅助电路与直流母线并联的新型谐振直流环节软开关逆变器拓扑结构示意Fig.1　Novel resonant DC-link soft-switching inverter including auxiliary circuit parallel with DC bus

图2　逆变器的等效电路Fig.2　Equivalent circuit of proposed inverter

1.2工作原理

本电路在一个开关周期内可以分为7个工作模式，电路的特征工作波形如图3所示，各工作模式的等效电路如图4所示，该电路中含有2个换能元件Cr和Lr，整个系统用状态变量uCr、iLr表征。选用电感电流iLr与电压状态变量uCr组合，形成1个相平面来分析整个电路。以模式1为初始状态，电路的工作过程如下：

模式1（t～t0）：初始状态，直流母线电流Id分为两部分电流，一部分流向负载，另一部分经过Sa1的反并联二极管Da1流向电容Cdc，Sa1处于开通状态，电路工作在稳态。此时，uCr=E，iLr=0。本模式的运动轨迹为一点如图5所示。本模式持续时间为T1。

图4　各工作模式的等效电路Fig.4　Equivalent circuits under different opera tion modes

图5　谐振直流环节逆变器的相平面Fig.5　Phase-plane of resonant DC link inverter

模式2（t0～t1）：在t0时刻，给辅助开关Sa2和Sa3触发信号，使其同时导通，回路状态如图4（b）所示。在谐振电感Lr的作用下，降低了流过Sa2和Sa3的电流的上升率，所以Sa2和Sa3实现了零电流开通。Sa2和Sa3开通后，Lr承受的电压值为E，Lr被充电，流过Lr的电流iLr线性增大，在t1时刻，当iLr线性增大到电流值Id-I0时，流过Da1的电流下降到零，模式2结束。本模式的运动轨迹为图5中t0～t1段。Sa2和Sa3开通瞬间的电流上升率为

本模式的持续的时间为

模式3（t1～t2）：从t1时刻开始，Lr继续被充电，iLr继续线性增大，同时流过Sa1的电流从零开始线性增大。在t2时刻，当iLr增大到设定值Ib时，模式3结束。本模式的运动轨迹为图5中t1～t2段。本模式持续的时间为

模式4（t2～t3）：在t2时刻，关断Sa1，在Cr的作用下，降低了Sa1关断瞬间端电压的上升率，所以Sa1实现了零电压关断。Sa1关断以后，Lr和Cr开始谐振，Cr放电，Lr被充电，iLr继续增大，Cr的端电压从E逐渐减小。在t3时刻，当Cr的端电压减小到零时，二极管Dinv开始导通，iLr增大到最大值I1，模式4结束。本模式的运动轨迹为相平面图中t2～t3段。该模式的曲线运动方程如下：

将uCr=0代入到式（4）中，可以得到iLr的正向最大值

本模式中iLr和uCr的表达式分别为

Sa1关断瞬间的电压变化率为

本模式的持续时间为

模式5（t3～t4）：从t3时刻开始，负载电流I0通过Dinv续流，iLr分别通过Sa2，Lr和Da5组成的回路和Sa3，Lr和Da4组成的回路来续流，直流环节电压为零，电路处于稳态，这时逆变器的主开关可以完成零电压切换。可以通过控制Sa2和Sa3的关断时刻来调节本模式的持续时间T5，即直流环节的零电压持续时间T5是受辅助开关控制的。本模式的运动轨迹为一点如图5所示，iLr=I1，uCr=0。

模式6（t4～t5）：在t4时刻，同时关断Sa2和Sa3，在Cr的作用下，降低了Sa2和Sa3关断瞬间端电压的上升率，所以Sa2和Sa3实现了零电压关断。Sa2和Sa3关断以后，Lr和Cr开始谐振，Lr放电，Cr被充电，iLr开始减小，uCr开始增大。在t5时刻，当iLr减小到I2，uCr增大到E时，模式6结束。本模式的运动轨迹为相平面图中 t4～t5段。该模式的曲线运动方程如下：

将uCr=E代入到式（10）中，可以得到

本模式中iLr和uCr的表达式分别为

Sa2和Sa3关断瞬间的电压变化率为

本模式的持续时间为

模式7（t5～t6）：在t5时刻，uCr增大到E时，Da1开始导通，同时开通Sa1，Sa1实现了零电压开通，Lr承受的电压值为E，Lr放电，iLr从I2开始线性减小，在t6时刻，当iLr线性减小到零时，模式7结束。本模式的运动轨迹为图5中t5～t6段。本模式持续的时间为

然后电路返回模式1，开始下一个开关周期的工作。至此，一个开关周期内的电路曲线运动方程建立完成，可以绘制出相平面上的运动轨迹，如图5所示。

以上分析的是负载电流方向为正时的电路工作模式，当负载电流方向为负时，电路的工作模式与上述的工作模式类似，这里不再详述。

1.3辅助谐振电路中的开关管和二极管的应力分析

根据以上各工作模式的分析可知，在电路工作过程中，开关管Sa1，Sa2和Sa3承受的最大电压值为E，辅助二极管Da4和Da5承受的最大电压值也为E，所以开关管和二极管承受的电压应力不超过E。

流过Sa1的最大电流值为Ib+I0-Id，出现在模式3的结束时刻，Sa1承受的电流应力随着电流设定值Ib的增大而增大。

流过Sa2和Sa3的最大电流值为I1，出现在模式4的结束时刻；流过Da4和Da5的最大电流值也为I1，出现在模式6的开始时刻。根据式（5）可知，Sa2、Sa3、 Da4和Da5承受电流应力随着的增大而减小，随着电流设定值Ib的增大而增大。

1.4设计规则

1）为保证Sa2和Sa3实现零电流开通，其开通瞬间的电流变化率必须小于器件允许的电流变化率（di/dt）r，即

2）为保证Sa2和Sa3实现零电压关断，其关断瞬间的电压变化率必须小于器件允许的电压变化率（du/dt）r，即

由式（18）可以得到

3）为保证Sa1实现零电压关断，其关断瞬间的电压变化率必须小于器件允许的电压变化率（du/ dt）r，即

由式（20）可以得到

4）为保证Sa1实现零电压开通，在模式6中uCr必须增大到E。根据式（13）可知需要满足

由式（22）可以得到

5）为保证逆变器桥臂上的主开关实现零电压开关，软开关逆变器的主开关的切换时刻相比于硬开关逆变器要滞后时间Td，使软开关逆变器的主开关在直流母线电压下降到零以后再开始切换。由图3可知Td被设定以后，需要满足T2+T3+T4≤Td，即

由式（24）可以得到

6）为限制辅助谐振电路损耗，流过谐振电感的最大电流I1应不大于两倍负载电流最大值I0max。根据式（5）可以得到

由式（26）可以得到

综上所述，根据式（19），式（21），式（23），式（25）和式（27），可以确定出电感电流设定值Ib的取值范围。为在全负荷范围内都满足以上设计规则，在负载电流取最大值时，参数值的选取应使式（17）～式（27）都成立。

2　辅助电路功率损耗的计算分析

逆变桥上的功率开关器件为零电压开关，开关损耗为零；Sa1实现了零电压开通和零电压关断，开关损耗为零；Sa2和Sa3实现了零电流开通和零电压关断，开关损耗为零。但是Sa1，Sa2和Sa3及Sa1的反并联二极管Da1存在通态损耗，辅助二极管Da4和Da5也存在通态损耗，因为没有电流流过Da2和Da3，所以Da2和Da3通态损耗为零。理想状态下，因为Lr和Cr的电阻很小，Lr和Cr功耗可以近似为零。设辅助开关器件通态压降为VCE，其反并联二极管和辅助二极管通态压降为VEC，开关频率为fc。根据一个开关周期内的各工作模式的理论分析，采用分段积分法可以得到辅助电路各器件的功率损耗数学模型。

辅助开关Sa1及其反并联二极管Da1的通态功耗PSa1和PDa1可表示为

辅助开关Sa2和Sa3的通态功耗PSa2和PSa3可表示如下：

辅助二极管Da4和Da5的通态功耗PDa4和PDa5可表示如下：

辅助谐振电路的总功耗Padd可表示如下：

根据式（32），令T4=0，T6=π/（2ωr）可以得到Padd的最大值Paddmax表示如下：

接下来用Paddmax分别对Lr，Cr和Ib求偏导，来研究Lr，Cr和Ib的变化对功率损耗的影响。

在除了Lr以外的其他参数确定以后，可以求出使式（34）大于零和小于零的Lr的取值范围，这样就得到了在Lr的不同取值范围内，辅助电路损耗与谐振电感Lr之间的变化关系。

由式（35）可知随着Cr的增大，辅助谐振电路的功率损耗增大，所以在满足设计规则的前提上，Cr尽量取最小值。

由式（36）可知当Ib＞4（Id-I0）/3时，式（36）一定大于零，随着Ib的增大，辅助谐振电路的功率损耗增大，所以当Ib＞4（Id-I0）/3时，在满足设计规则的前提上，Ib尽量取最小值。

3　控制策略

3.1辅助谐振电路的逻辑控制

如图3所示，当逆变器主开关要改变开关状态时，相比于硬开关逆变器，主开关的切换要滞后时间T2+T3+T4，使uCr下降到零以后，完成主开关切换。在主开关原动作时刻t0，同时开通Sa2和Sa3，经过时间T2+T3，当检测到iLr上升到Ib时，关断Sa1。然后再经过时间T4，当检测到uCr下降到零时，主开关开始切换。主开关切换以后，经过时间T5，同时关断Sa2和Sa3，然后再经过时间T6，当检测到uCr增大到E时，开通Sa1。根据式（2），式（3），式（9）和式（15），可以计算出以上的控制时间，其中可以通过改变Sa2和Sa3的关断时刻来调节T5。为方便控制，当参数值Lr、Cr、Ib确定以后，取I0为最小值，来计算T4；取I0为最大值，来计算T6，这样以上各控制时间都可以是固定值，不随负载电流变化，所以辅助谐振电路可以采用固定时间控制。

3.2三相逆变器控制

电路的主开关都并联了缓冲电容，其关断可以认为是软关断，所以只需考虑怎样实现主开关的零电压开通。采用新型空间矢量脉宽调制（space vector pulse width modulation，SVPWM）方法［17］，使3个桥臂上的主开关同时发生切换，零电压凹槽出现在每个开关周期的初始部分，这样需要零电压开通的3个开关器件就可以在零电压凹槽内同时完成开通，可以减少辅助谐振电路开关动作次数。在每个开关周期内，辅助谐振电路只要工作1次，就可以完成所有主开关的零电压开通，有利于降低辅助谐振电路的损耗，具体方法见文献［17］。

4　实验结果

为验证提出的软开关逆变器的有效性，根据图1制作了功率为5 kW的实验样机，输入逆变器的直流电压由PWM可控整流器提供，输出端接三相阻感性负载。实验电路以DSP芯片TMS320F2812为控制核心，驱动芯片为EXB841，辅助谐振电路中的开关器件为IGBT模块SKM75GAL063D（单管600 V/75 A），辅助谐振电路中的二极管为快速恢复二极管RHRG3060（600 V/30 A）。实验电路的参数值：输入直流电压E=300 V；谐振电流设定值Ib= 10 A；输出功率P0=5 kW；谐振电感Lr=50 μH；缓冲电容Cs=33 nF；负载电感La=Lb=Lc=1 mH；负载电阻Ra=Rb=Rc=10 Ω；输出相电压有效值U0=110 V；输出频率f0=50 Hz；开关频率fc=10 kHz。

直流母线电压ubus的实验波形如图6（a）所示，可以看出直流母线电压波形出现了多个零电压凹槽，而且在每个开关周期100 μs内只出现了1个零电压凹槽，这是因为实验中采用文献［17］提出的新型空间矢量脉宽控制方法，在每个开关周期内，使辅助电路只工作一次，就可以实现主开关的零电压切换。谐振电流iLr的实验波形如图6（b）所示，与图3所示的特征工作波形基本一致，图6（a）和图6（b）的实验波形验证了逆变器工作原理的正确性。辅助开关Sa2开通和关断时的电压uSa2和电流iSa2的实验波形分别如图6（c）和图6（d）所示，从图6（c）可以看出Sa2开通时，电流iSa2以较低的上升率上升，Sa2实现了零电流开通；从图6（d）可以看出Sa2关断时，其端电压uSa2以相对较低的变化率上升，Sa2实现了零电压关断。软开关逆变器的主开关S1开通和关断时的端电压uS1和电流iS1实验波形如图6（e）所示，可以看出S1开通和关断时电压电流波形无重叠，是在零电压的条件下完成了切换。该软开关逆变器在输出频率为50 Hz时的三相的相电流ia，Ib和ic的实验波形如图6（f）所示，可以看出逆变器的相电流的波形依然平滑，畸变很小。为验证本文提出的辅助电路与直流母线并联的新型谐振直流环节软开关拓扑结构与同类型软开关拓扑结构相比在效率方面的优势，与文献［16］中的软开关拓扑结构进行了效率对比测试，文献［16］中的软开关拓扑结构的辅助电路也是与直流母线并联，但是在直流母线之间串联了2个分压电容，易出现中性点电位变化，影响软开关的实现，而且在每个开关周期的工作过程中需要逆变器桥臂瞬间短路以提供足够大的谐振电流。效率测试中均采用两电平三相逆变器的结构，同时这两种软开关拓扑结构要保持效率测试时的输出相电压和负载参数相同。在输出功率达到5 kW时，本文提出的拓扑结构效率达到97.2%，相比于文献［16］的拓扑结构，在效率上提高了1.4%。另外，与硬开关逆变器也进行了效率对比测试，可以发现相比于硬开关逆变器，本文提出的软开关逆变器在满载5 kW时的效率提高值高于轻载500 W时的效率提高值，验证了本文提出的软开关逆变器在高功率领域的效率优势。

图6　实验波形Fig.6　Experimental waveforms

5　结论

本文提出了一种辅助电路与直流母线并联的新型谐振直流环节软开关逆变器，与相关文献提出的同类型软开关拓扑结构相比，显著优点是：①直流母线之间只有1个储能电容，无中性点电位的变化问题；②逆变器工作过程不需要桥臂瞬间短路，控制可靠；③可以通过控制辅助开关来调节直流母线的零电压持续时间，有利于应用各种灵活的控制方法。通过实验研究得出如下结论：①该谐振直流环节逆变器的直流母线电压周期性地形成零电压凹槽，使逆变器的主开关器件在母线电压为零时完成切换；②辅助开关也实现了零电流开通和零电压关断；③逆变器输出的相电流被很好地控制，电流波形为光滑的正弦波；④在输出功率5 kW的原理样机上得到了97.2%的实测效率，与相关文献提出的同类型软开关逆变器相比，效率得到了进一步提高。

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（编辑：刘素菊）

Improved resonant DC link inverter applied in high-power field

WANG Qiang， CHEN Xiang-xue， LIU Yan-song， WANG Tian-shi， LIU Xiao-qin
（College of Information and Control Engineering，Liaoning Shihua University，Fushun 113001，China）

A novel resonant DC-link soft-switching inverter including auxiliary circuit parallel with DC bus was proposed to reduce loss of auxiliary resonant circuit on the DC-link of the inverter.Auxiliary switches and resonant elements were not on the DC bus of the novel topology and only one storage capacitor was in the auxiliary circuit.There was no center tap potential variation problem.According to equivalent circuits under different modes，commutation process of the circuit and design rule were analyzed.The mathematical model for auxiliary resonant circuit loss was established and the influence of resonant parameters on the loss of auxiliary circuit was discussed.A 5 kW laboratory prototype was built.The experimental results demonstrated that working process of the inverter accorded with theoretical analysis and performance of soft-switching was realized.In addition，compared with same type of soft-switching inverters，efficiency of the inverter was improved further.Because auxiliary circuit is parallel with DC bus in the inverter and the loss of auxiliary circuit is relatively low，it is helpful to improve efficiency of the inverter in the high power field.

inverter；DC bus；auxiliary resonant circuit；parallel；soft-switching

10.15938/j.emc.2016.03.010

TM 464

A

1007-449X（2016）03-0063-08

2014-09-26

国家自然科学基金（51207069）；辽宁省教育厅科研项目（L2013146）；中国博士后科学基金（2013M531349）；江苏省博士后科研资助计划项目（1301105C）

王强（1981—），男，博士，副教授.硕士生导师，研究方向为软开关逆变器的电路拓扑及控制；

陈祥雪（1991—），女，硕士研究生，研究方向为软开关逆变器的电路拓扑及控制；

刘岩松（1989—），男，硕士研究生，研究方向为软开关逆变器的电路拓扑及控制；

王天施（1970—），男，博士，副教授，研究方向为电力系统继电保护；

刘晓琴（1975—），女，博士研究生，副教授，研究方向为电力系统故障诊断。

王强