链式储能系统共模电流的分析及抑制

陈　强　李　睿　高　宁　蔡　旭　陆志刚

（1. 风力发电研究中心　上海交通大学电子信息与电气工程学院　上海　200240 2. 南方电网科学研究院　广州　510080）

链式储能系统共模电流的分析及抑制

陈强1李睿1高宁1蔡旭1陆志刚2

（1. 风力发电研究中心上海交通大学电子信息与电气工程学院上海200240 2. 南方电网科学研究院广州510080）

链式变换器具有适合用于大容量电池储能系统的结构特点，但是，储能电池较低的能量密度以及变换器功率模块与电池柜间较长的直流连接电缆，为链式储能系统引入了不可忽略的寄生参数，从而导致较大的共模电流，危及功率器件的安全。本文首先建立链式变换器的简化模型，分析链式变换器中共模电压通路及共模电流路径，并估算共模电流峰值，研究链式储能系统共模电流的抑制方法；最后通过仿真和实验验证了分析的正确性。

链式变换器电池储能系统共模电压共模电流EMI滤波器

0　引言

链式（Cascaded H-Bridge， CHB）变换器适合作为未来大容量电池储能系统（Battery Energy Storage System， BESS）的功率转换系统（Power Conversion System， PCS）［1，2］，在交流侧可直挂10kV或35kV的电网，无变压器的结构提高了整体效率，多电平输出减小了网侧电流谐波；在直流侧，多功率模块级联的结构降低了单个电池模块的电压，减小了电池模块的制造难度。此外，多模块冗余的结构使得储能系统具有更强的可靠性，因此在大容量电池储能领域，链式变换器颇具吸引力。

然而链式储能系统与传统链式变换器的应用场景有较大不同，存在新的问题。链式无功补偿装置与高压变频器的功率模块在直流侧均无长连接电缆，而储能变换器的功率模块在直流侧需要与电池相连，由于电池体积较大，其直流连接电缆甚至可能长达数百米，为链式变换器引入大量寄生参数。

PWM 变换器在开关管的高速开关瞬间，普遍存在较大的dv/dt，对共模回路中的寄生电容进行充放电，从而产生共模电流。传统并网逆变器的共模电流抑制已有较多研究，一般通过改进逆变器调制算法来减小共模电压，通过插入共模电感和共模变压器等方法抑制共模电流［3-6］。

对于链式变换器，其共模电压的抑制研究主要是针对高压变频调速方面。文献［7，8］对链式变换器的调制策略进行了改进，从而抑制了部分或全部共模电压。文献［9］对带有移相变压器的链式高压变频器进行共模电压分析，并给出了其等效电路和共模电压波形。与前面所述的共模电流不同，文献［10］分析了一种链式变换器模块间存在的谐振电流路径，并提出共模电感抑制的方法。文献［11，12］对链式光伏发电系统的共模电流进行了分析，包含模块间及模块与电网间两种共模电流模式，并根据光伏并网逆变器的相关标准设计了 EMI滤波器。链式储能系统与上述两种情形类似，也存在相当大的共模电流，对功率器件有相当大的影响，需要进行抑制。

本文首先对链式变换器中的共模电压进行分析，然后针对所存在的寄生参数分析链式变换器中的共模电流路径，并对共模电流抑制策略进行讨论，仿真和实验结果验证了本文分析的正确性。

1　共模电压

图1　BESS链式变换器Fig.1　Cascaded H-bridge converter for BESS

链式储能变换器结构如图1所示，H桥功率模块是链式储能变换器的基本结构，其直流侧通过电缆与电池柜相连，一起组成一个功率单元，如图2a所示。为方便分析整个变换器的共模电压，对单个功率模块进行简化。令功率模块直流侧中点为 o，正、负直流母线为p、n，而其交流侧输出为1、2。则有

图2b为单个模块的简化模型，其中，Vdc为直流侧电压，可以看出整个功率模块的直流侧电压变化可由 o点代表。另外 V1o和 V2o则是由 H桥模块的两个桥臂分别产生的，在不同的调制策略下其基波电压不同。

图2　功率单元及简化模型Fig.2　Power module and simplified model

在单个H桥模块简化的基础上，可对整个链式变换器进行分析。图3给出了链式变换器的简化模型，以A相为例，以链式变换器中性点N为基准，可以得到第i个模块o点电压为

式中，n为链式变换器每相级联个数，可以看出，各个模块o点的电压均不相同，不仅与本模块的开关状态有关，也与其他模块相关。在这种情况下，如果各个模块o点间有通路，则任意两个o点间的电压为模块间共模电压，即

除模块间的共模电压外，模块与电网侧中性点也存在共模电压，即

图3　链式变换器简化模型Fig.3　Simplified model of CHB converter

式中

链式变换器用作高压变频器时，其共模电压主要如式（5）所示，可以通过调制策略改进消除该共模电压。而式（3）与式（4）所示共模电压的主要部分VuioN则是链式变换器输出电压的一部分，仅通过调制策略的改进是无法将其消除的。

2　共模电流

链式储能变换器电池柜的占地面积较大，会有较可观的对地电容。而其连接电缆可能长达数百米，且需要有 10kV或更大的绝缘等级，其寄生参数也不容忽视。由于链式储能变换器的开关频率较低，将电缆作集中参数等效处理，如图4所示。其中Lg为电缆的等效电感，Rg1为电缆的等效电阻，Cg为电缆与电池柜的对地等效电容，Rg2为电缆对地的等效电阻。此时，各模块间有共模电流通路，在高频共模电下即会产生高频共模电流。

图4　直流电缆简化模型Fig.4　Simplified model of DC cable

由图3可知，链式变换器中包含3n个高频电压源及3个工频电压源，在分析共模电流时可忽略低频电压源的影响。而正、负母线与o点间电压恒定，则两条电缆的等效参数可视为与o点连接，从而可以得到链式变换器共模电流分析简化电路。

若将图 4的简化模型代入图 3，将同时存在多个高频电压源。为方便分析，先分析仅一个高频电压源V2o_Ai时的情况，如图5所示。其中，Rg为Rg1与 Rg2之和，即共模回路等效电阻。由图 5可以看出，虽然只有一个高频电压源，但在链式变换器各个模块上均产生了共模电流。而且多个模块直流侧电缆并联，并联的效果进一步说明了电池侧寄生参数不能忽略，且级联个数越多，影响越大。

图5　链式变换器共模电流路径Fig.5　Common-mode current path of CHB converter

图6　共模电流路径等效电路Fig.6　Equivalent circuit of common-mode current path

图 6为共模电流路径等效电路，B、C两相各模块与A相第1个至第i-1个模块并联，记为B1；A相第 i个至第 n个模块并联，记为 B2。Ig_Ai2为V2o_Ai产生的总共模电流，而其在实际电路中的位置如图5中所示，即第i个模块与第i-1个模块连接电缆处的电流。

忽略网侧电感可得

式中，k2i、k1i为与i有关的系数，且

同理，仅对高频电压源 V1o_Ai进行分析时，式（6）变为式（8），Ig_Ai1即第i个模块与第i+1个模块连接电缆处的电流，如图5所示。

由式（6）和式（8）分别可以看出，链式变换器中不同位置的H桥模块的开关动作所产生的共模电流是不同的。式（6）与式（8）关于 i是单调递减的，i越小，H桥模块越靠近中性点，其开关动作产生的共模电流越大。因此，链式储能变换器中性点处接线可作为共模电流观测的最佳位置，能够清晰反映出共模电流的影响。

下面根据叠加定理计算A相第i个功率模块电缆上的共模电流Ig_Ai，其方向如图5所示。当B、C两相各模块或A相第i +1个至第n个模块发生开关动作时，第i个功率模块电缆在B2支路；当A相第1个至第i-1个模块发生开关动作时，第i个功率模块电缆在B1支路。对于第i个功率模块自身发生开关动作，V2o_Ai产生时，其电缆在 B2支路；V1o_Ai产生时，其电缆在B1支路。因此有

将式（6）和式（8）代入式（9），整理可得

由式（10）可以看出，链式变换器的共模电流比较复杂，由所有模块的开关状态共同决定。为进一步量化共模电流的影响，将其看作高频电压脉冲的响应，此时第i个功率模块动作时的共模电流为［2］

式中，E为单个功率模块的直流电压，且

从而可得共模电流峰值为

一般情况下，由于寄生电容很小，ξ＜＜1，因此给出经验公式，即

对于10kV链式储能系统，其级联数为12，功率模块电池电压为960V，直流侧100m电缆寄生电容为0.6nF，寄生电感为60μH。而共模回路的等效电阻需要实测，这里假设为5Ω，可计算出不同功率模块开关动作而产生的共模电流峰值，如图7所示。

图7　共模电流峰值与开关动作模块间关系Fig.7　Relationship between common-mode current peak and the switching module

由图7可以看出，靠近链式变换器中性点的功率模块发生开关动作时，其产生的共模电流峰值最大，在前述参数下可达48A。此时，共模电流衰减的时间常数为2Lg/Rg，即24μs，而多个高频电压源叠加时，可能会进一步加大共模电流峰值。该共模电流直接附加在链式变换器原电流之上，极大地增加了IGBT的电流应力，不仅会增加IGBT的损耗，甚至可能导致其过电流损坏。

3　共模电流抑制方法

通常采用硬件电路与控制策略相结合的方法来抑制PWM逆变器的共模电流。硬件电路主要包括EMI滤波器、共模变压器或有源滤波器等，通过改变共模回路阻抗来减小共模电流。控制策略主要是调制方法的改进，通过减小或消除共模电压来减小共模电流。对于链式储能系统，一般采用载波移相的调制方式，虽然可降低链式变换器的开关频率，减小共模电流的有效值，但不能抑制共模电流峰值。此外，缩减电缆长度，通过减小寄生参数来抑制共模电流也是可行的。但这种方式会改变链式储能系统的结构，不利于系统设计。

因此，链式储能系统中共模电流的抑制，主要针对硬件方法进行讨论。由于链式储能系统共模电流的特殊性，需要对每个功率模块进行考虑，才能有效抑制共模电流，本文选择插入EMI滤波器的方法。依据共模电流路径，EMI滤波器可放置于两个位置，即功率模块的交流侧及直流侧。对于单功率模块，流经两个位置的共模电流完全一样，因此EMI滤波器在这两个位置等效。这里选择将其放在功率模块直流侧出口，如图8所示。

本文使用 EMI滤波器的目的是减小共模电流峰值，降至可接受范围，从而保护功率器件。共模电感是主要元件，用于抑制共模电流峰值，但同时会使得衰减系数变小，共模电流振荡周期变大。为此加入共模电容及电阻，能够抑制共模电流峰值的同时使其较快衰减。此时式（6）变为

图8　EMI滤波器位置Fig.8　Position of EMI filter

一般情况下，由于共模电感较大，共模电阻在一定范围内使得衰减系数仍然相对较小，对共模电流峰值的影响不大。因此，首先选择EMI滤波器的共模电感及电容。图9为Rcm=50Ω时，共模电流峰值与共模电感及共模电容的关系，其中共模电流峰值由式（14）计算。可以看出，共模电感越大，共模电容越小，共模电流峰值越小。当取共模电感为5mH、共模电容为0.5nF时，共模电流峰值约为7A，为原来的 1/6，相对来说已可接受。然后，再核算共模电阻是否符合要求，经计算，此时共模电流衰减的时间常数为 15μs，与原来 24μs相比也有所减小。至此，EMI滤波器的参数设计完成。

图9　共模电流峰值与EMI滤波器参数间的关系Fig.9　Relationship between common-mode current peak and the parameters of EMI filter

4　仿真与实验

为了验证本文对共模电流的分析及提出的抑制方法，在PSIM软件中搭建10kV链式储能变换器的仿真模型，采用载波移相的调制方法，开关频率为500Hz，其他主要参数如前文所示。图10为链式变换器A相各模块直流电缆上的共模电流波形和A相的输出电压。当A相电压发生变化时，即A相功率模块发生开关动作时，各功率模块的共模电流存在两种波形，分别对应图6中的B1与B2；当A相电压未发生变化、而 B、C两相功率模块发生开关动作时，各功率模块的共模电流完全一样，即各功率模块并联，对应图6中的B2。仿真结果说明了理论分析的正确性，同时强调了链式变换器中各模块寄生参数的并联效果。

图10　A相各功率模块共模电流及输出电压Fig.10　Common-mode current of each power modules and output voltage of phase A

图 11为链式变换器A相中性点连线处的共模电流及局部放大图，可以看到共模电流的峰值最大为 50A左右，谐振周期约为 1.2μs，与前面分析基本一致。图12为加入EMI滤波器后的共模电流波形，可以看到电流峰值约为6A，虽然因共模电感的加入，谐振周期明显增大，但由于共模电阻的加入，共模电流衰减较快。总的来说，EMI滤波器具有较好的抑制效果。

图11　A相中性点连线处的共模电流及局部放大图Fig.11　Common-mode current of phase A neutral point and partial enlargement

图12　加入EMI滤波器后A相中性点连线处的共模电流及局部放大图Fig.12　Common-mode current of phase A and partial enlargement with EMI filter

在实验室搭建链式储能样机，样机的主要参数见表1，EMI滤波器结构与图8所示相同，由于样机中单个电池模块容量小，直流电缆也较短，其寄生参数不显著，为此添加等效电感与电容。

图13为实验样机A相各模块直流侧的共模电流和A相电压波形。可以看到，当B相或C相功率模块发生开关动作时，A相各模块直流侧电缆的共模电流基本一样；而当A相功率模块发生开关动作时，则其中两个模块共模电流基本一样，与另外一个功率模块的共模电流不同。图13进一步验证了理论分析的正确性。

表1　链式储能变换器样机参数Tab.1　Parameters of cascaded H-bridge converter for CHB energy storage

图13　A相输出电压及各功率模块共模电流Fig.13　Output voltage and common-mode current of each power module of phase A

图14为EMI滤波器加入前、后的共模电流波形。加入EMI滤波器前，共模电流的峰值约为5.6A，谐振周期约为 1.9μs，时间常数约为 15μs，可知等效电阻Rg约为3Ω。依据此对EMI滤波器的参数进行设计，加入EMI滤波器后的共模电流的峰值约为500mA。

图14　加入EMI滤波器前、后A相中性点的共模电流波形Fig.14　Waveforms of common-mode current of phase A neutral point without and with EMI filter

图15为加入EMI滤波器前、后的共模电流频谱。可以看出，加入EMI滤波器前共模电流的频率主要集中在 500kHz左右，这与观测到的谐振周期相吻合。加入EMI滤波器之后，500kHz附近的主要谐波已经没有，而在50kHz附近产生了一些谐波，这是由于增加的 EMI滤波器与电路中的寄生参数产生了新的谐振电流。由图 15可以明显看出，加入EMI滤波器后共模电流得到了抑制。

图15　加入EMI滤波器前、后的共模电流频谱Fig.15　Spectrum of common-mode current without and with EMI filter

5　结论

由于大容量储能中，电池体积较大，链式储能系统功率模块直流侧电缆较长，引入了大量的寄生参数，从而在模块间产生很大的共模电流，危害功率器件的安全。本文通过对链式变换器共模电流路径的分析，给出了共模电流峰值的表达式；然后对共模电流的抑制进行深入的讨论，并给出EMI滤波器参数的设计方法；最后，在PSIM软件中搭建10kV链式储能系统的仿真模型，在实验室搭建链式储能样机，仿真和实验结果证明了本文对共模电流的分析以及抑制方法的有效性，为大容量链式储能系统的应用奠定了基础。

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Analysis and Suppression of Common-Mode Current for Storage System Based on Cascaded H-Bridge Converter

Chen Qiang1Li Rui1Gao Ning1Cai Xu1Lu Zhigang2
（1. Wind Power Research CenterSchool of Electronic Information and Electrical Engineering Shanghai Jiao Tong UniversityShanghai200240China 2. Electric Power Research InstituteChina Southern Power GridGuangzhou510080China）

Cascaded H-bridge converter is suitable for battery energy storage system. However，bulky batteries and long dc cables， which connect power modules with battery cabinets， introduce significant parasitic parameters into cascaded H-bridge battery energy storage system. As a result， large common-mode current emerges and endangers the safety of power devices. Firstly， this paper builds the simplified model of cascaded H-bridge converter and analyzes the common mode voltage. Then the common-mode current paths are analyzed and the peak value of common-mode current is estimated. The methods of common-mode current suppression for cascaded H-bridge battery energy storage system are discussed in the end. Simulation and experimental results verify the analysis.

Cascaded H-bridge converter， battery energy storage system， common-mode voltage，common-mode current， EMI filter

TM46

陈强男，1989年生，博士研究生，主要从事大容量电池储能系统和多电平变换器的研究。

E-mail： chenqianghappy2008@126.com（通信作者）

李睿男，1980年生，副教授，主要从事储能系统和大功率变换器的研究。

E-mail： liruiqd@sjtu.edu.cn

国家863智能电网重大专项（2011AA05A111）和国家自然科学基金（51307110）资助项目。

2014-05-07改稿日期 2015-06-15